直流电机+BDCM+开关磁阻电机+多相永磁电机
本文汇总了以上四种电机的状态方程表示形式以及用等效受控源实现的方式。
{ V f = i f ( 1 ) L f + R f i f V a = R a i a + L a i a ( 1 ) + E a E a = L a f i f ω m ω m ( 1 ) = 1 J ( T e − F ω m − T m ) T e = L a f i f i a θ m ( 1 ) = ω m ( 1.1 ) \left\{ \begin{array}{ccc} V_f=i_f^{(1)}L_f+R_fi_f\\ V_a=R_ai_a+L_ai_a^{(1)}+E_a\\ E_a=L_{af}i_f\omega_m\\ \omega_m^{(1)}=\frac{1}{J}(T_e-F\omega_m-T_m)\\ T_e = L_{af}i_fi_a\\ \theta_m^{(1)}=\omega_m\\ \end{array} \right. (1.1) ⎩⎪⎪⎪⎪⎪⎪⎪⎨⎪⎪⎪⎪⎪⎪⎪⎧Vf=if(1)Lf+RfifVa=Raia+Laia(1)+EaEa=Lafifωmωm(1)=J1(Te−Fωm−Tm)Te=Lafifiaθm(1)=ωm(1.1)
进一步将上式整理成 x ( 1 ) = f ( x , t ) x^{(1)}=f(x,t) x(1)=f(x,t)的形式。
{ i a ( 1 ) = 1 L m ( V a − R a i a − L a f i f ω m ) i f ( 1 ) = 1 L f ( V f − R f i f ) ω m ( 1 ) = 1 J ( L a f i f i a − F ω m − T m ) θ m ( 1 ) = ω m ( 1.2 ) \left\{ \begin{array}{ccc} i_a^{(1)}=\frac{1}{L_m}(V_a-R_ai_a-L_{af}i_f\omega_m)\\ i_{f}^{(1)}=\frac{1}{L_f}(V_f-R_fi_f)\\ \omega_m^{(1)}=\frac{1}{J}(L_{af}i_fi_a-F\omega_m-T_m)\\ \theta_m^{(1)}=\omega_m\\ \end{array} \right. (1.2) ⎩⎪⎪⎪⎨⎪⎪⎪⎧ia(1)=Lm1(Va−Raia−Lafifωm)if(1)=Lf1(Vf−Rfif)ωm(1)=J1(Lafifia−Fωm−Tm)θm(1)=ωm(1.2)
{ V a b c = R i a b c + L ( θ e ) d i a b c d t + d L ( θ e ) d t i a b c + e a b c ( θ e , ω m ) ω m ( 1 ) = 1 J ( T e + T c o g ( θ e ) − F ω m − T m ) T e = ∑ x = a , b , c k e , x i x + p 2 d L x d θ e i x 2 θ e ( 1 ) = p ω m ( 2.1 ) \left\{ \begin{array}{ccc} V_{abc} = Ri_{abc}+L(\theta_e)\frac{di_{abc}}{dt}+\frac{dL(\theta_e)}{dt}i_{abc}+e_{abc}(\theta_e,\omega_m)\\ \omega_m^{(1)}=\frac{1}{J}(T_e+T_{cog}(\theta_e)-F\omega_m-T_m)\\ T_e=\sum_{x=a,b,c}k_e,xi_x+\dfrac{p}{2}\dfrac{dL_x}{d\theta_e}i_x^2\\ \theta_e^{(1)} = p\omega_m \end{array} \right. (2.1) ⎩⎪⎪⎪⎪⎨⎪⎪⎪⎪⎧Vabc=Riabc+L(θe)dtdiabc+dtdL(θe)iabc+eabc(θe,ωm)ωm(1)=J1(Te+Tcog(θe)−Fωm−Tm)Te=∑x=a,b,cke,xix+2pdθedLxix2θe(1)=pωm(2.1)其中,下标abc代表的是三相值所构成的向量。
公式(2.1)中的可变电感以及电动势还需要具体解释:
L ( θ e ) = { L 0 − M + ∑ n L c , n c o s ( n θ e ) + L s , n s i n ( n θ e ) L 0 − M + ∑ n L c , n c o s ( n θ e − 2 π n 3 ) + L s , n s i n ( n θ e − 2 π n 3 ) L 0 − M + ∑ n L c , n c o s ( n θ e + 2 π n 3 ) + L s , n s i n ( n θ e + 2 π n 3 ) } ( 2.2 ) L(\theta_e) = \left\{\begin{matrix} L_0-M+\sum_{n}L_{c,n}cos(n\theta_e)+L_{s,n}sin(n\theta_e) \\ L_0-M+\sum_{n}L_{c,n}cos(n\theta_e-\dfrac{2\pi n}{3})+L_{s,n}sin(n\theta_e-\dfrac{2\pi n}{3}) \\ L_0-M+\sum_{n}L_{c,n}cos(n\theta_e+\dfrac{2\pi n}{3})+L_{s,n}sin(n\theta_e+\dfrac{2\pi n}{3})\\ \end{matrix} \right\} (2.2) L(θe)=⎩⎪⎪⎨⎪⎪⎧L0−M+∑nLc,ncos(nθe)+Ls,nsin(nθe)L0−M+∑nLc,ncos(nθe−32πn)+Ls,nsin(nθe−32πn)L0−M+∑nLc,ncos(nθe+32πn)+Ls,nsin(nθe+32πn)⎭⎪⎪⎬⎪⎪⎫(2.2)
d L ( θ e ) d θ e = { ∑ n − L c , n n × s i n ( n θ e ) + L s , n n × c o s ( n θ e ) ∑ n − L c , n n × s i n ( n θ e − 2 π n 3 ) + L s , n n × c o s ( n θ e − 2 π n 3 ) ∑ n − L c , n n × s i n ( n θ e + 2 π n 3 ) + L s , n n × c o s ( n θ e + 2 π n 3 ) } ( 2.3 ) \dfrac{dL(\theta_e) }{d\theta_e}= \left\{\begin{matrix} \sum_{n}-L_{c,n}n\times sin(n\theta_e)+L_{s,n}n\times cos(n\theta_e) \\ \sum_{n}-L_{c,n}n\times sin(n\theta_e-\dfrac{2\pi n}{3})+L_{s,n}n\times cos(n\theta_e-\dfrac{2\pi n}{3}) \\ \sum_{n}-L_{c,n}n\times sin(n\theta_e+\dfrac{2\pi n}{3})+L_{s,n}n\times cos(n\theta_e+\dfrac{2\pi n}{3})\\ \end{matrix} \right\} (2.3) dθedL(θe)=⎩⎪⎪⎨⎪⎪⎧∑n−Lc,nn×sin(nθe)+Ls,nn×cos(nθe)∑n−Lc,nn×sin(nθe−32πn)+Ls,nn×cos(nθe−32πn)∑n−Lc,nn×sin(nθe+32πn)+Ls,nn×cos(nθe+32πn)⎭⎪⎪⎬⎪⎪⎫(2.3)
d L ( θ e ) d t = d L ( θ e ) d θ e p ω m ( 2.4 ) \dfrac{dL(\theta_e) }{dt} =\dfrac{dL(\theta_e)}{d\theta_e}p\omega_m (2.4) dtdL(θe)=dθedL(θe)pωm(2.4)
e a b c ( θ e , ω m ) = ω m ∗ { ∑ n K c , n c o s ( n θ e ) + K s , n s i n ( n θ e ) ∑ n K c , n c o s ( n θ e − 2 π n 3 ) + K s , n s i n ( n θ e − 2 π n 3 ) ∑ n K c , n c o s ( n θ e + 2 π n 3 ) + K s , n s i n ( n θ e + 2 π n 3 ) } ( 2.5 ) e_{abc}(\theta_e,\omega_m) = \omega_m*\left\{\begin{matrix} \sum_{n}K_{c,n}cos(n\theta_e)+K_{s,n}sin(n\theta_e) \\ \sum_{n}K_{c,n}cos(n\theta_e-\dfrac{2\pi n}{3})+K_{s,n}sin(n\theta_e-\dfrac{2\pi n}{3}) \\ \sum_{n}K_{c,n}cos(n\theta_e+\dfrac{2\pi n}{3})+K_{s,n}sin(n\theta_e+\dfrac{2\pi n}{3})\\ \end{matrix} \right\} (2.5) eabc(θe,ωm)=ωm∗⎩⎪⎪⎨⎪⎪⎧∑nKc,ncos(nθe)+Ks,nsin(nθe)∑nKc,ncos(nθe−32πn)+Ks,nsin(nθe−32πn)∑nKc,ncos(nθe+32πn)+Ks,nsin(nθe+32πn)⎭⎪⎪⎬⎪⎪⎫(2.5)
需要用解方程的方法得到状态变量的导数值。
相比于直流电机,BLDC电机的等效受控源实现显然更加的复杂。其中需要实现Fourier计算模块和可变电感。可变电感的输出参数是 d L d t \frac{dL}{dt} dtdL。
Ψ x ( i x , θ ) = L u i x + f x ( θ ) ( Ψ a ( i x ) − L u i x ) ( 2.1 ) \Psi_x(i_x,\theta)=L_ui_x+f_x(\theta)(\Psi_a(i_x)-L_ui_x)\ (2.1) Ψx(ix,θ)=Luix+fx(θ)(Ψa(ix)−Luix) (2.1)
其中, Ψ a ( i x ) \Psi_a(i_x) Ψa(ix)表示的是在对准角度时,磁链与电流的关系,此时是非线性关系。 Ψ a ( i x ) \Psi_a(i_x) Ψa(ix)的具体形式如下:
Ψ a ( i x ) = Ψ s a t ( 1 − e − K i x ) + L s a t i x ( 2.2 ) \Psi_a(i_x)=\Psi_{sat}(1-e^{-Ki_x})+L_{sat}i_x \ (2.2) Ψa(ix)=Ψsat(1−e−Kix)+Lsatix (2.2)
其中, K = L a − L s a t Ψ s a t K=\dfrac{L_a-L_{sat}}{\Psi_{sat}} K=ΨsatLa−Lsat。
式(2.1)中的 f ( θ ) f(\theta) f(θ)表示电机中对于特定定子相的角度, f ( θ ) f(\theta) f(θ)的具体形式如下所示:
f x ( θ ) = 1 2 + 1 2 c o s ( N r [ θ + 2 π ⋅ x N s ] ) , x = 0 , ⋯ , ( N s / 2 − 1 ) ( 2.3 ) f_x(\theta) =\frac{1}{2}+\frac{1}{2}cos(N_r[\theta+2\pi\cdot \frac{x}{N_s}]),x=0,\cdots,(N_s/2-1) (2.3) fx(θ)=21+21cos(Nr[θ+2π⋅Nsx]),x=0,⋯,(Ns/2−1)(2.3)
其中, N r N_r Nr和 N s N_s Ns分别是转子和定子的极数。(PLECS模型中的数字就分别代表 N r N_r Nr和 N s N_s Ns)
{ V x = R i x + ∂ Ψ x ∂ i x d i d t + ∂ Ψ x ∂ θ d θ d t ω ( 1 ) = 1 J ( T e − F ω m − T m ) T e = ∑ x = 0 , ⋯ , ( N s 2 − 1 ) T x ( i x ) θ ( 1 ) = ω ( 2.4 ) \left\{ \begin{array}{ccc} V_x = Ri_x+\dfrac{\partial \Psi_x}{\partial i_x}\dfrac{di}{dt}+\dfrac{\partial \Psi_x}{\partial \theta}\dfrac{d\theta}{dt}\\ \omega^{(1)}=\frac{1}{J}(T_e-F\omega_m-T_m)\\ T_e=\sum_{x=0,\cdots,(\frac{N_s}{2}-1)}T_x(i_x)\\ \theta^{(1)}=\omega \end{array} \right. (2.4) ⎩⎪⎪⎪⎪⎨⎪⎪⎪⎪⎧Vx=Rix+∂ix∂Ψxdtdi+∂θ∂Ψxdtdθω(1)=J1(Te−Fωm−Tm)Te=∑x=0,⋯,(2Ns−1)Tx(ix)θ(1)=ω(2.4)其中, T x T_x Tx的具体形式如下:
T x = ∂ ∂ θ ∫ 0 i x Ψ x ( i ′ , θ ) d i ′ ( 2.5 ) T_x = \dfrac{\partial}{\partial\theta}\int^{i_x}_0 \Psi_x(i',\theta)di' (2.5) Tx=∂θ∂∫0ixΨx(i′,θ)di′(2.5)
上式看着非常复杂,但是不难发现是存在解析解的。
该电机没有被PLECS建模。此处摘录了一份笔记。
也可以进行dq变换得到更简单的方程形式。
该笔记来源于@所长。