PWM電路設計技術

PWM 電路設計技術 　 脈衝寬度變調 (PWM:Pulse Width Modulation) 電路除了可以監控功率電路的輸出狀態之外，同時還提供功率元件控制信號，因此廣泛應用在高功率轉換效率的 switching 電源、馬達 Inverter 、音響用 D 極增幅器、 DC-DC Converter 、 UPS 等各種高功率電路。 接著本文要介紹 PWM 動作原理，同時還要深入探討可以利用軟體變更輸出功率、電流等高功率規格的數位式 PWM 電路應用技巧。

動作原理 如圖 1 所示 PWM 電路主要功能是將輸入電壓的振幅轉換成寬度一定的脈衝，換句話說它是將振幅資料轉換成脈衝寬度。一般 switching 輸出電路只能輸出電壓振幅一定的信號，為了輸出類似正弦波之類電壓振幅變化的信號，因此必需將電壓振幅轉換成脈衝信號。 　 圖 1 PWM 電路主要功能 　 如圖 2 所示高功率電路分別由 PWM 電路、 Gate 驅動電路、 Switching 輸出電路構成，其中 PWM 電路主要功能是使三角波的振幅與指令信號進行比較，同時輸出可以驅動功率 MOSFET 的控制信號，透過該控制信號控制功率電路的輸出電壓。 　 圖 2 PWM 電路在高功率電路中的扮演的角色 　 由圖 2 可知 PWM 必需具備可作一定頻率振盪的三角波振盪器。圖 3 是可以產生信號 carry 的振盪電路，一旦開起電源該振盪器就會開始自動振盪同時輸出鋸齒狀信號，該鋸齒狀波形振盪器的輸出波形與輸入信號的信號振幅，如果被輸入到比較器 (comparator) ，該比較器就會輸出 PWM 波形。 如圖 3 所示 current mirror 的輸出電流 (I1) 取決於電阻 RT ， current mirror 電路會使 I1= I2 ，換言之電容器 CT 會利用 I2 充電，比較器 IC1 則檢測 CT 兩端的電壓，當電壓達到預設值 Tr1 就會變成 ON 並且開始進行放電，換言之只要反覆上述動作， CT 兩端會輸出鋸齒狀波形，至於振盪頻率則取決於 RT 阻抗值構成的電流值，以及 CT 靜電容量構成的充電時定數。 　 圖 3 c arry 產生電路 　 照片 1 是觀察圖 3 c arry 電路後獲得的輸出波形，由照片可知波形呈一定傾斜直線性上升接著遽降變成 0V ；圖 4 是目前常用 4 種內建控制 IC ， PWM 電路用的 carry 信號的波形，由圖可知實際波形分別有鋸齒狀與三角形兩種。 照片 1 圖 3 c arry 產生電路的輸出波形 (1V/div.,10μs/div.) 　 　 圖 4 PWM 控制 IC 常見的 cary 信號 　 圖中的 slope 充、放電振盪器是以三角波的谷底當作基準時間，因此不論是充電時間或是放電時間都可以任意更改，不過 ON 時間則採用脈衝寬度方式控制；對稱三角波則分別在 slope 上改變 ON/OFF 雙方的 timing ； dual slope 三角波則將充、放電時間其中一項設成 ON/OFF 時間，接著在 slope 上改變 ON timing 並控制脈衝寬度，不過整體而言為精確獲得 OFF 時間，目前 PWM 控制方式依舊是市場主流。 圖 5 是將上述圖 3 產生的鋸齒狀波形加入比較器的反相端子，同時將輸入信號輸入到比較器的非反相端子，如此一來比較器的輸出波形會變成與脈衝寬度呈一定比例的矩形波，當脈衝周期一定時頻率會與鋸齒狀波形振盪器的頻率相同，只有輸出的脈衝寬度會改變，周期則維持一定。 產生 PWM 信號的比較器又稱為 PWM 比較器，如果將比較器脈衝的面積平均化，該值與輸入信號的振幅呈一定比例，換言之以振盪器當基準製作鋸齒狀波形，再將檢測獲得的直流信號變化轉換成脈衝寬度，如此一來便可透過輸入信號，改變脈衝寬度同時還可以控制電力 (power) 。 　 圖 5 PWM 電路的基本動作特性 　 如圖 6 所示比較單元的電路又分成兩種結構，分別是 : ‧ 利用三角波的峰谷固定 OFF timing ，接著在 slope 上改變 ON timing 的 ON 轉換 (transition) 方式 ( 圖 6(a))( 又稱為前緣控制 ) 。 ‧ 利用三角波的峰谷固定 ON timing ，接著在 slope 上改變 OFF timing 的脈衝寬度，亦即所謂的 Off 控制方式 ( 圖 6(b))( 又稱為後緣控制 ) 。 如果 switching 電源的輸出電壓過高的話， PWM 電路會使該電壓降低，此時會釋出 over shoot 同時出現 under shoot ；利用 ON/OFF 轉換方式會分別釋出 over shoot 與 under shoot 。 　 圖 6 PWM 控制 IC 常用的比較電路 　 照片 2 是輸入信號作 1 ～ 4V 變化時， PWM 比較器的輸出脈衝波形、鋸齒狀波形以及輸入信號實際狀態；圖 7 是照片 2 的測試電路。 　 照片 2 圖 3 的 carry 產生電路與比較器整合後的 PWM 電路變調波形 (1V/div.,10μs/div..) 　 圖 7 照片 2 的測試電路 　 輸入信號 1V 時輸出脈衝 ”H” 期間大約 13μs(25%duty) ， 2V 時大約 29μs(60%duty) ， 3V 時大約 45μs(90%duty) ，此外 4V 時鋸齒狀波形的電壓非常高，因此仍維持 ”H” 狀態。必需注意的是不論檢測定電壓電源的輸出電壓，或是定電流電源的輸出電流，藉此獲得的結果被當作直流信號輸入到 PWM 比較器時，基於穩定輸出電壓等考量一般都採用歸返 loop 方式，接著再利用輸出電壓或是輸出電流，改變 switching 元件的 on duty ，進而達成穩定輸出電壓或是輸出電流的預期目標。

Carrier 產生電路與比較器必備性能 PWM 控制 IC 的三角波會影響功率電路的特性，其中最重要的參數分別是 : ‧ 振盪波形 ‧ 振幅電壓 ‧ 波形的直線性 接著詳細介紹上述各參數對功率電路的影響。 由於三角波的振幅越大噪訊越強， IC 的消費電力與起動前電流也隨著增加，實際上為了降低振盪器的端子阻抗 (impedance) 並使動作穩定，因此加大電容器 CT 的容量成為重要指標，一般而言振盪頻率 100kHz 時， CT 若超過 1000pF 的話，即使出現噪訊也能夠穩定動作。 類似圖 3 carry 產生電路的電容器 CT 可以與阻抗值 RT 組合，例如與可以獲得振盪頻率為 100kHz 的時定數組合時， 1000pF 電容器的容量阻抗值大約是 10kΩ ， 100pH 時的阻抗值大約是 100kΩ ，雖然後者的充電電流會減少 10 倍，可以作低電力 ( 低功率 ) 動作，不過實際上為了提高抗噪訊特性，充分的充電電流反而更容易獲得良好的動作效果。 如圖 8(a) 所示 slope 呈直線性的話，此時若對直流信號變化進行三角波任意點控制，輸出脈衝的寬度會以相同速度變化；相較之下 slope 如果呈非直線性三角波的話，隨著三角波任意點控制，由於可以改變輸出脈衝寬度的速度也會隨著發生變化，因此無法獲得均一的控制特性圖 8(b) 。 　 圖 8 c arry 與 PWM 電路反應特性 　 如圖 9(a) 所示 PWM 電路的比較器反應速度若是無限大的話，當輸入信號的電壓 Level 為 0V 時，比較器的輸出脈衝 duty 變成 1 ；輸入信號的電壓為鋸齒狀波形最大值時，比較器的輸出脈衝 duty 則變成 0 ，然而實際上比較器 IC 的反應速度並不是無限大，所以無論如何都會出現類似圖 9(a) 所示的延遲現象 ( 使用 tD(on)>tD(off) 的比較器 IC) 。 由圖 9 可知脈衝寬度比理想比較器的輸出脈衝短，類似這種比較器即使輸入信號為 0V duty 也不會變成 1 ，而且輸入信號變成 carry 最大值之前 duty 會變成 0 ，其結果造成可以控制的功率範圍變小，不過若是在 D(on) >tD(off) 與施加歸返電路等前提下，基本上比較器都可以正常動作。 此外 PWM 控制 IC 的 carry 頻率只要不超過 100kHz 就不會有輸出、入信號延遲問題；反之 carry 頻率若超過 500kHz 以上輸出、入信號延遲問題就非常明顯，此時不只是 PWM 比較器，即使三角波形振盪器與 PWM 比較器的輸出阻抗，以及之後的輸出驅動器都會受到影響。由於比較器的反應速度一旦變慢，短路的檢測也隨著延緩，過電流保護電路的起動也會受到影響，最後導致功率元件 (power devices) 遭受破壞，有鑑於此某些 PWM 控制 IC ，內建 PWM 電路以外的過電流保護專用比較器，當電路發生短路時能夠在最短時間內關閉驅動器的輸出，試圖藉此避免功率元件遭受嚴重破壞。 圖 9 比較器的延遲對功率電路控制範圍的影響 　 圖 10 是 PWM 電路的 Gain ，假設 PWM 的 Gain 為 GPWM ，它可用下式表示 : GPWM = Vout / Vin Vout : 輸出電壓 Vin: 控制電壓 　 根據上式可知當輸入信號 Vin=1.5V ，輸出信號 Vout= 12V 時， PWM 的 Gain 大約是 8 倍。一般而言 PWM 的 Gain 越大， open loop gain 也隨著變大，因此輸出電壓的精度、阻抗、偏斜都必需設法改善。 　 圖 10 PWM 的 Gain

數位輸入 PWM 電路設計 目前市面上有許多內建數位 PWM 電路的單晶片微處理器與 DSP 可供選擇，例如 Renesas 的 H8 系列產品幾乎都有內建數位 PWM 電路，除此之外還有許多 DSP 也都有內建數位 PWM 電路。接著要介紹利用數位控制的 PWM 電路動作特性。 圖 11 是利用泛用邏輯 IC 製成的數位輸入 PWM 電路，它的解析度為 8 位元， carry 頻率為 20kHz ；照片 3 是該數位輸入 PWM 的電路基板實際外觀。 　 圖 11 8 位元， 20kHz carry 頻率的數位輸入 PWM 電路 　 照片 3 8 位元， 20kHz carry 頻率的數位輸入 PWM 基板 　 clock 頻率為 5.12kHz ，信號源使用可以將正弦波振盪器的輸出作波形×××的石英振盪器。上述 clock 信號源利用 74HC163 分割成 1/28 ，同時產生頻率為 20kHz 的 carry 信號。 圖 12 是 counter IC 74HC162 的 timing chart ；圖 13 是 8 位元等級 (magnitude) 比較器 74HC684 的功能方塊圖。輸出電壓頻率為 50/60Hz 的交流輸出 switching 電源，基於波形偏斜與轉換效率等考量，一般 carry 頻率大多是 20kHz ，由於 20kHz 的一周期為 50 μ s ， 50Hz 的一周期為 20ms ，因此正弦波一周期的脈衝數等於 20ms/50 μ s=400 脈衝。 　 圖 12 4 位元 binary counter IC 74HC162 的 timing charter 　 圖 13 8 位元等級比較器 74HC684 的功能方塊圖 　 動作上首先利用 DIP 開關設定 8 位元的信號 ( 它相當於上述類比 PWM 的信號輸入 ) ，如此便可以將 8 位元的信號輸入到比較器 IC 74HC684 內部，接著使用 2 個 8 位元的計數器 (counter) 依照 0 ～ 255 順序，使 4 位元二進位 (binary) 計數器 74HC163 輸出計數 ( 此時計數器相當於 carry 產生器，比較器相當於 PWM 的比較器 ) 。 假設取圖 11 的 carry 產生器 ( 亦即計數器的輸出 ( Ⓐ 部 )) ，以及 clock 為橫軸進行描繪 (plot) ，就可以獲得圖 14 的輸出波形特性圖。如果計數器的輸出一直到 28-1=255 都能夠 count up 的話，此時只要簡單的 reset 動作就可以歸零，並獲得階梯狀的三角波。至於比較器 74HC684 主要功能，是使 DIP 開關的輸出信號與計數器的輸出信號進行比較。 　 圖 14 Carry( 圖 11) 的輸出波形特性 照片 4 是上述圖 11 數位輸入 PWM 電路各部位的動作波形，由上而下分別是 PWM 輸出脈衝的站立端緣 (edge) 、 IC3 第 15pin(counter255 時的 ”H”) ，以及 5..12MHz 的時序 (clock) 波形。 照片 4 圖 11 數位輸入 PWM 電路各部位的動作波形 (5V/div.,500ns/div.) 　 照片 5 是上述圖 11 電路的動作波形，它幾乎與類比 PWM 電路完全相同條件動作，由上而下分別是輸出脈衝與 IC3 第 15pin(Ripple Carry Output) 的脈衝波形。 照片 5 圖 11 數位輸入 PWM 電路的動作 (5V/div.,500ns/div.) 　 圖 11 是 8 位元數位輸入 PWM 電路，單位 cycle 脈衝寬度只能作 256 階變化，換句話說該電路的分解能為 1/256 ，若換算成時間頻率為的 20kHz 脈衝寬度為 50 μ s ，換句話說 50 μ s ÷ 256 ≌ 0.195 μ s 大約只能獲得 0.2 μ s 的控制精度。 假設上述數位輸入 PWM 電路適用於 48V 輸出的電源，如此一來單位 step 為 0.4% ，若換算成電壓大約可作 188m V 變化，如此的電壓變化根本稱不上所謂的精密控制，理論上提高位元數可以增加電路的分解能，進而獲得更精密的控制，例如 16 位元的分解能為 0.0015%( 大約是 0.73m V) ，不過根據下式計算結果顯示，此時 clock 頻率卻高達 1310M Hz : 20kHz χ 216=1310000kHz=1310MHz 雖然目前 CPU 的動作頻率還有高頻化發展空間，不過對電源電路而言卻不具實用化價值，尤其是隨著電力轉換除了噪訊對策之外， clock 造成的額外輻射使得噪訊對策更加棘手，雖然類比 PWM 電路的分解能可以無限大，相較之下數位輸入 PWM 電路的分解能卻有一定限制，而且分解能會與位元數呈一定比例關係。

如何決定 Carry 頻率上限 相同輸出電力 ( 功率 ) 時 Carry 頻率越高，電感與電容器就可以更小型化。 switching 電源通常可作 比例的小型化，事實上 switching 頻率的高頻化，對使用者也沒有太大幫助，因為高頻化反而更容易引發 switching 損失。決定 switching 頻率的方法之一是參考噪訊 (noise) 規格，尤其是各種電子產品都會根據特定的頻寬，特別制定動作時的噪訊限度值。噪訊規格中規範的噪訊有 2 種，分別是 : ‧ 從牆面內電源插座 (concentric plug) 折返的噪訊端子電壓。 ‧ 電波放射的額外輻射。 噪訊端子電壓規範的最低頻率非常低，如圖 15 所示日本資訊處理設備等電波障礙自主規範協會 (VCCI) 規定的噪訊限度值為 150kHz 以上；美國 FCC 的噪訊限度值為 以上。 PWM 控制方式的 switching 電源的 switching 頻率，亦即三角波的頻率若低於上述限度值規範時，就可以輕易進行噪訊對策，因此筆者建議外銷日本地區的資訊設備盡量採用 130kHz 的 switching 頻率，美洲地區則採用 400kHz 的 switching 頻率，尤其是高功率振盪頻率低於規範的限度值，對日後的噪訊對策具有直接助益。 　 圖 15 雜訊端子電壓的限度值 　 數位輸入 PWM 電路的 clock 頻率比 switching 頻率高，例如上述 20kHz 、 8 位元的 switching 頻率為 ， 16 位元的 switching 頻率則為 1310M Hz ，如此高頻電波會變成噪訊四處放射。 至於輻射噪訊的規範，基於 5.12M Hz 與 1310M Hz 的輻射噪訊對策，必需使用高單價金屬筐體等考量，因此規定限度值不可以超過 30M Hz 以上。此外 carry 頻率的上限則取決於元件的特性，一般而言功率 MOSFET 等 switching 元件的 turn off 時間大多低於 20 μ s 以下，若考慮該元件的規範範圍與 dead time ， switching 周期的 0.5% 時，根據下式計算結果顯示 carry 頻率的上限大約是 。 整流電路常見的 fast recover 二極體等高速逆復原時間低於 50ns ，此處同樣假設 switching 周期為 0.5% ，根據下式計算結果顯示 carry 頻率的上限大約是 100kHz 。 雖然計算值相當低不過實際上電路設計時，若干改善技巧仍然可以有效提高 carry 的動作頻率。

結語 switching 方式的電源電路分成數位輸入 PWM 電路與類比 PWM 電路兩種，基於成本效益 (coast performance 等考量，類比 PWM 電路方式依舊是市場主流。一般認為 pipeline 積和演算的 DSP ，未來若能大幅降低製作成本，類似 Inverter 、 Switching 電源、 DC-DC Converter 等電源電路，勢必全部被數位控制方式取代。