开关电源模式
背景：
Pout是输出功率，Pd为耗散功率。一般情况下，占空比D越大，电源效率越高，损耗越小。其原因可以简单的这样理解，在开关管导通期间，输入电源直接向输出电源提供能量，其中多余的能量储存在电感中，占空比D越大，输入电源直接向负载输出提供能量的时间比例就越大。对于输出而言，在这个过程不需要电感进行电磁能量的互相转换，因此效率较高。而开关管关断期间，输出需要电感将储存的磁能转换为电能，这是一个有损耗的过程，相对效率较低。
在轻载或者空载时，如果继续采用固定频率的PWM模式，由于负载电流变小，因此输出功率Pout变小；而PWM频率不变意味着开关管频率不变，则开关管的损耗（主要是开关损耗）不变，相应地损耗频率所占比例就变大，从而降低了电源的输出转换效率。因此，为了提高电源在轻载时的转换效率，一般会采用其他工作模式，比如常见的Pulse Skip Mode脉冲跳跃模式、Burst Mode突发模式、Forced Continuous Mode强迫连续模式（该模式不会提高输出效率）。
在上一篇文章电源系列之BUCK电源电感的工作模式中，我们详细介绍了BUCK电源电感的两种工作模式CCM和DCM，及其各模式下各点波形的不同之处。本篇将介绍在负载电流继续减小时，电源工作模式有哪些，以及各有什么不同。
BUCK电源的效率可以用下图1的公式表示：
图1
Pout是输出功率，Pd为耗散功率。一般情况下，占空比D越大，电源效率越高，损耗越小。其原因可以简单的这样理解，在开关管导通期间，输入电源直接向输出电源提供能量，其中多余的能量储存在电感中，占空比D越大，输入电源直接向负载输出提供能量的时间比例就越大。对于输出而言，在这个过程不需要电感进行电磁能量的互相转换，因此效率较高。而开关管关断期间，输出需要电感将储存的磁能转换为电能，这是一个有损耗的过程，相对效率较低。
在轻载或者空载时，如果继续采用固定频率的PWM模式，由于负载电流变小，因此输出功率Pout变小；而PWM频率不变意味着开关管频率不变，则开关管的损耗（主要是开关损耗）不变，相应地损耗频率所占比例就变大，从而降低了电源的输出转换效率。因此，为了提高电源在轻载时的转换效率，一般会采用其他工作模式，比如常见的Pulse Skip Mode脉冲跳跃模式、Burst Mode突发模式、Forced Continuous Mode强迫连续模式（该模式不会提高输出效率）。
- PSM模式
由前述的DCM模式可知，占空比D会随着负载电流的减小而减小，但是无法一直减小，因为BUCK控制器有最小导通时间限制，比如凌特的LTC3624芯片，这个时间为60ns左右，占空比D为6%。若负载电流继续减小，由于占空比D无法继续减小，则BUCK控制器会抛弃一些开关脉冲，即在一个开关脉冲的时间内，对输出电容充入足够的电荷，使电容能够在没有开关脉冲的时间段内，维持对输出负载的供电，PWM演变到PSM的过程波形如图2所示，LTC3624芯片的PSM波形如图3所示。相对于正常的PWM模式，PSM模式开关脉冲的频率大大降低。
图2
图3
2. 突发模式
以LT3624为例，其突发模式的原理框图如图4所示，FB反馈电压连接到误差放大器的反相输入端，与正相输入端的参考电压0.6V进行做差放大运算后，输出ITH电压连接到迟滞比较器的同相输入端，迟滞比较器的反相输入端连接另一个参考电压V。同相输入的迟滞比较器的输出特性曲线如图5所示，其具有上下两个阈值Ul和Uh。
图4
图5
正常工作时，系统处于PWM工作模式，没有进入突发模式。当负载降低，电流变小时，输出电压升高，反馈电压FB也相应升高。由于反馈电压FB连接的是误差放大器的反相端，因此，输入误差放大器的差值（0.6-FB）变小，使误差放大器的输出ITH变小，如图5中绿色曲线所示，直到ITH小于迟滞比较器的阈值Ul，迟滞比较器输出从高电平翻转为低电平，系统进入突发模式，关闭开关管，输入停止向输出提供能量。此时由输出端的电容向负载维持输出，电容电压慢慢降低，反馈电压FB也跟着降低，误差放大器的输入差值变大，ITH变大，如图5中红色曲线所示，直到ITH大于迟滞比较器的阈值Uh，迟滞比较器输出再次从低电平翻转为高电平，系统退出突发模式。LT3624芯片的突发模式波形如图6所示。类似于PSM模式，突发模式下开关脉冲的频率相对PWM模式也大大降低。
图6
由于突发模式开关脉冲频率大大降低，并且开关管的导通时间很短，因此大大降低了开关损耗和导通损耗，提高了系统的输出效率，但同时由于大部分时间的输出由电容维持，因此输出电压纹波较大。
由上述分析过程可知，突发模式类似于控制理论中的Bang-Bang控制，有两个阈值，其输出电压纹波大小由迟滞比较器的上下两个阈值Ul和Uh决定。LT3624芯片的突发模式的电流设定值为800mA。
最近使用TI芯片设计的电源，其在轻载模式下会进入ECO模式，本质有点类似于突发模式，实测轻载波形如图7所示。
图7
- FCM模式
强迫连续模式主要针对同步Buck而言，即续流二极管使用MOS管代替的拓扑结构，如图8所示。当负载电流降低到一定值时，PSM模式的电感电流等于0时，二极管将维持截止状态，直到下一个开关周期进行下一个循环。而对于强迫连续模式，在电感电流为0时，下侧的同步MOS管Q2仍然导通，因此输出电容的电压将反向加载在电感两端（左负右正），电感的电流开始反向流动，即从图8中电感L的右侧流向左侧，从0开始增加到一定值，直到同步管Q2关断，开关管Q1导通，此时输入电压重新正向加载在电感两端（左正右负），电感电流从负值开始正向增加到0，并达到一定值，电流波形如图9所示。由此可见，输出既可以提供电流也可以吸收电流。由于开关管和同步管每个周期都在工作，因此系统的开关损耗较大，输出效率较低，输出电压的纹波较小。
图8
图9
4. 总结
由上述分析可知，突发模式和PSM模式的开关脉冲频率相对于正常的PWM模式都大大降低。因此，开关脉冲频率有可能降低到20~20KHz的听觉音频范围内，此时，电源系统中的电感和电容极有可能会发生啸叫。关于啸叫，后续有机会单独写一篇文章介绍。
另外，突发模式具有最高的轻载效率，其次是PSM模式，FCM模式轻载效率最低。FCM模式具有最好的轻载调整率和最小的输出电压纹波，其次是PSM模式，突发模式最差。
#1， Burst 模式
是Light loading mode, 假如inductor大的话，Burst的频率会变小，这样的噪声会很大。因为Burst Event几率会变小，在人耳的频率范围内。
As the output load decreases, the frequency of single current
pulses decreases (see Figure 1a) and the percentage
of time the LT8613 is in sleep mode increases, resulting in
much higher light load efficiency than for typical converters.
By maximizing the time between pulses, the converter
quiescent current approaches 2.5μA for a typical application
when there is no output load
#2， pulse-skipping mode
For some applications it is desirable for the LT8613 to
operate in pulse-skipping mode, offering two major differences
from Burst Mode operation. First is the clock stays
awake at all times and all switching cycles are aligned to
the clock. In this mode much of the internal circuitry is
awake at all times, increasing quiescent current to several
hundred μA. Second is that full switching frequency is
reached at lower output load than in Burst Mode operation
(see Figure 1b). To enable pulse-skipping mode, the SYNC
pin is tied high either to a logic output or to the INTVCC
pin. When a clock is applied to the SYNC pin the LT8613
will also operate in pulse-skipping mode.