开关电源-设计

内容包括高频变压器及其骨架Bobbin，纹波测量方法，电感量的计算，电源功率的测量等。紫色文字是超链接，点击自动跳转至相关博文。持续更新，原创不易！ 

目录：

一、变压器骨架Bobbin

1、EE10高频变压器

2、EE13高频变压器

二、高频变压器

1、线材

2、芯材

3、气隙

4、变压器绕制的一个实例

三、纹波

1、电源纹波的产生

2、电源纹波的测量

3、电源纹波的要求

1）注意事项   2）用示波器对电源纹波测量的连线方式   3）正确与错误测量示范及其比较

4、降低纹波的方法

5、占空比的确定

四、电感

1、电感磁饱和

2、电感量的计算

１）Ｌdi/dt的由来　２）举例　３）电感线圈的能量　４）电感电压相位超前电流90°

3、单线并绕的电感量

4、电感绕制举例

五、电源功率的测量

六、开关电源的拓朴

1、Buck降压斩波电路

1）Buck电路分析   2）工作模式介绍   3）Buck降压斩波电路电感值计算

4）电感圈数及匝数的确定

2、Boost升压电路

3、Buck-Boost电路

4、Flyback电路

七、Sepic电路

附录

1、电感Q值

2、变压器工作原理

3、开关电源分类总结

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一、变压器骨架Bobbin

“高频变压器磁芯参数列表”详见“百度云盘2015电子资料收集”。

1、EE10高频变压器

尺寸外观图：

品名	式别	骨架样式	长	宽	高	1边PIN（PIN距）		2边PIN（PIN距）		排距	PIN径
EE10-01	立式		12.0	12.5	13.0	4	2.5	4	2.5	8.0	Φ0.5
EE10-02	卧式		12.0	13.0	11.5	4	2.5	4	2.5	10.5	Φ0.5

性能：

1）工作频率：20kHz-300KHz

2）输出功率：0.5 to 5 W

3）工作温度：-40 to +125

4）储存温度：-25 to +85

5）储存湿度：30 to 95%

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2、EE13高频变压器

品名	式别	骨架样式	长	宽	高	1边PIN（PIN距）		2边PIN（PIN距）		排距	PIN径
EE13-1	立式		13.5	13.5	13.5	5	2.5	5	2.5	8.5	Φ0.6
EE13-2	立式		13.5	13.5	12.0	4	2.5	4	2.5	10.2	Φ0.6
EE13-3	立式		13.5	17.0	14.0	4	3.5	4	3.5	13.0	Φ0.6
EE13-4	立式		15.0	18.5	14.0	5	2.8/3.5	4	3.2/5.0	16.5	Φ0.6
EE13-5	卧式		13.0	13.0	12.0	4	2.5	4	2.5	10.0	Φ0.6

性能

1）工作频率：20kHz-500KHz

2）输出功率：0.5 to 10 W

3）工作温度：-40 to +125

4）储存温度：-25 to +85

5）储存湿度：30 to 95%

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二、高频变压器

1、线材

2uew指绝缘漆膜是聚氨酯漆，漆膜厚度是厚的规格。
uew是绝缘漆膜的为聚氨酯漆的统称，2是漆膜厚度等级。
漆膜厚度有0、1、2、3依次是特厚、较厚、厚、薄。
TEX-E三层绝缘线。

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2、芯材

PC40（行业内又称40材）是日本TDK开发的铁氧体功率材料，是铁氧体功率材质中的基础材料，也是应用最广的材料。铁氧体磁芯关注的参数有磁导率（PC40的磁导率是2300），功率损耗，饱和磁感应强度Bs等参数。

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3、气隙

使用气隙磁阻变大，变压器难饱和。

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4、变压器绕制的一个实例

(S) start开始；(F) finish结束

1）Pin 1入线用0.2mm 2uew 单根绕28匝+28匝（两层）出线挂pin2

2）一层tape

3）copper 屏蔽一层 接pin5

4）一层tape

5）A入线用单根0.7三层绝缘线绕5匝B出线（这个是飞线）

6）一层tap

7）pin6入线0.2mm 2uew *2 双线并绕8匝出线挂pin5

8）一层tape

9）pin2入线0.2mm 2uew 单根绕26匝出线挂pin8

10）最后2层tape

11）Pin2是中间抽头

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三、纹波

1、电源纹波的产生

PCB布线；变压器输入端的开关管通断造成的尖峰，与开关管上升下降时间的频率相同或者奇数倍频的噪声，一般为几十MHz；变压器自身漏磁；变压器输出端的二极管在反向恢复瞬间，其等效电路为电阻电容和电感的串联，会引起谐振，产生的噪声频率也为几十MHz。这两种噪声一般叫做高频噪声。

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2、电源纹波的测量
1）注意事项

使用示波器AC耦合，20MHz带宽限制，拔掉探头的地线，拔掉探头上的“夹头”。在探头接入点的位置并联1个较小的瓷片电容和1个电解电容，滤除外界干扰信号防止进入示波器。

（1）AC耦合是去掉叠加的直流电压，得到准确的波形。
（2）打开20MHz带宽限制是防止高频噪声的干扰，防止测出错误的结果。因为高频成分幅值较大，测量的时候应除去。
（3）拔掉示波器探头的接地夹，使用接地环测量，是为了减少干扰。很多部门没有接地环，如果误差允许也直接用探头的接地夹测量。但在判断是否合格时要考虑这个因素。
（4）还有一点是要使用50Ω终端。横河示波器的资料上介绍说，50Ω模块是除去DC成分，精确测量AC成分。但是很少有示波器配这种专门的探头，大多数情况是使用标配100KΩ到10MΩ的探头测量，影响暂时不清楚。在测量高频噪声时，使用示波器的全通带，一般为几百兆到GHz级别。

（5）把示波器引线绕在铁芯上可减小共模电流，因为这样会形成一个不影响差分电压测量、但可降低由共模电流产生的测量误差的共模电感，在隔离电源中，真正的共模电流是由在探针接地引线中流动的电流产生的，这就使得在电源地和示波器地之间产生电压降，表现为纹波。

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2）用示波器对电源纹波测量的连线方式

（1）靠连法

使用带有地线环的示波器探头，将探针直接接触正输出的管脚，地线环直接接触负输出的管脚，这样从示波器中读出的峰峰值为输出线上的纹波与噪声，如图3。

（2）直连法

将地线环直接与负输出管脚连接，利用探头接地环进行输出端测试，如图4。

（3）绞连法

输出管脚接双绞线后接电容，在电容两端用示波器测量。

（4）用交流毫伏表来测量纹波电压，是因为毫伏表只对交流电压响应，并且灵敏度高，可测量很小的交流电压，而纹波往往是比较小的交流电压。毫伏表可直接读出纹波电压的有效值、峰值和平均值。但结果与毫伏表的频响有关，在使用交流数字电压表时，要注意其频响范围，不同范围会有不同的测量结果。

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3）正确与错误测量示范及其比较

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3、电源纹波的要求

一般纹波要求低于输出电压的1%。比如5V纹波≤50mV，12V纹波≤120mV。

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4、降低纹波的方法

1）以5V为例，输出端加820uF/6.3V固态电容，可以降低一半的纹波。有条件的可以并联多个固态电容，以进一步降低ESR。关于ESR详见“电容的ESR”。

2）加104瓷片电容吸收杂波。

3）变压器输入地与输出地加涤纶电容331-102均可。

4）二极管上并电容C或RC。

5）减小变压器的漏感。

漏感的产生：是由于某些初级（次级）磁通没有通过磁芯耦合到次级（初级），而是通过空气闭合返回到初级（次级）。

漏感的测量：一般方法是将次级（初级）绕组短路，测量初级（次级）绕组的电感，所得的电感值就是初级（次级）到次级（初级）的漏感。一个好的变压器漏感不应该超过自身励磁电感的2~4%。通过测量变压器的漏感，可以判断一个变压器制作的优劣。高频下漏感对电路的影响更大，绕制变压器时应该尽量降低漏感，大多采用初级（次级）-次级（初级）-初级（次级）的“三明治”结构来绕制变压器以降低漏感。

6）输出加LDO（low dropout regulator低压差线性稳压器）。

7）整流滤波之后，再加上一个小的电感比如3.3uH和电解电容，你会发现电感之前的三角波幅度一下子降低到几十分之一，非常有效。100mV以上可有效降低到50mV以下。

8）PCB

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5、占空比的确定

1）占空比

BUCK降压变换器的占空比D=VO/VI;

BOOST升压变换器的占空比D=(VO-VI)/VO;

BUCK-BOOST升降压变换器的占空比D=V0/(VI+VO);

FLY BACK反激的占空比一般取0.4。

反激式开关电源从电感电流是否连续，分为DCM和CCM两种电流模式，一般工作在DCM下，占空比设置小于0.5，然而工作在CCM下，占空比可能会达到0.8以上，但绕制变压器时，占空比的设置，一般都是小于0.5的。

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2）反激式开关电源的电流模式

功率较小的时候用断续（DCM）模式，断续模式是指开关管完全截止后有一个间隔的时间，过了这个时间后开关管再导通。即变压器磁能释放完毕，或激磁电流下降到零，再延时后开关管导通。Vds不连续，所以叫断续模式，也因为不连续，断续模式的峰值电流相比连续模式的时候高很多，因为电源的功率小，即使峰值电流高一些也不会有很大影响。如果大功率的电源也用断续模式的话会有很多不稳定因素：开机浪涌电流、很高的峰值电流等。
 
功率较大的时候用连续（CCM）模式，变压器磁能尚未释放完毕，或激磁电流未下降到零时开关管再次导通。所以连续模式的波形呈梯形状，而断续模式的电流波形是三角锯齿状。峰值电流小了很多，而且拥有更好的EMC。

不过一般来说电源工作在临界模式是最理想的，即在DCM模式中的激磁电流刚好下降到零时，开关管马上再次导通，没有延时。临界模式介于连续和断续之间.
按照功率相对来说，反激电源的话，大概25瓦以下一般用断续，超过25W用临界模式就好了。更大功率就用连续模式。还有，很多电源都是设计成全电压的，AC85-265V通用，电源在85V的时候，连续模式；在150V的时候，临界模式；而在265V的时候，变成断续模式。

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四、电感

1、电感磁饱和

参看“电力/电气/电工知识汇总之二、电感磁饱和的原因与理论分析”。

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2、电感量的计算

１）Ｌdi/dt的由来

电流流过线圈，在线圈周围空间会激发磁场，磁力线就会穿过线圈，如果电流是变化的，那么，磁通量就会发生变化，在线圈中产生感应电动势， 如果线圈是密绕的，每一匝磁通量Φ近似相同，N匝就是NΦ，回路感应电动势的平均值Ｅ=NΦ/t，利用导数知识可知，感应电动势的瞬时值E=lim(t→0)[NΦ/t]=d(NΦ)/dt，其中d(NΦ)/dt表示NΦ对时间t的导数，ＮΦ实质上就是回路中某一时刻磁通量的变化率。磁通量与磁感应强度B成正比，磁感应强度B又与电流i成正比，所以，磁通量就与电流成正比，即NΦ=Li, 其中L是比例系数，称为电感系数，于是E=d(NΦ)/dt=d(Li)/dt=Ldi/dt。

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２）举例

线圈的圈数为N，电感为L，流过线圈的电流为i，则线圈两端的电压u有：u=Ldi/dt=NdΦ/dt,或写作：u= LΔi/Δt=NΔΦ/Δt，

从而得LΔi=NΔΦ，如电流是交变的正弦波，则可按符号法分析，电流和磁通以有效值表示，则有：NΦ=LI,  

又知电感量 L与圈数N的关系为：L= AL×N^2（N的平方）

代入式，求出磁心中的磁通Φ为：Φ=LI/N=N2×AL×I/N=N×AL×I

考虑Φ=B×Ae，由此可得，磁心中的磁感应强度B与流过线圈的电流I和线圈圈数N之间的关系为：B=Φ/Ae=N×AL×I/Ae

AL 磁芯无气隙时的等效电感，Ae磁芯有效截面积值。

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３）电感线圈的能量

电流所做的功跟电压、电流和通电时间成正比。电流所做的功叫做电功（或者说消耗的电能），电功W的单位用焦耳（J），那么，计算电功的公式是：W=UIt。

当Ｋ闭合→打开，灯泡会闪亮一下才熄灭。这是由于线圈中的磁场能量释放给灯泡。当Ｋ打开时，电路中电流迅速减小，在线圈中产生自感电动势，比电源电动势要大，故闪亮时的亮度更高。

线圈中的能量是由于线圈在通电过程中，电流克服自感电动势作功，使线圈具有能量。稳恒电流的功为Ａ=UIt。

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４）电感电压相位超前电流90°

根据傅里叶变换原理，电信号都是可以用傅里叶级数展开的，由无数的正弦波构成，电感的电流也不例外。所以我们假定电感电流为最简单的单一正弦波，i=Isin(ωt)，代入电感的公式。

求得加在电感两端的电压为Lisin(ωt+90°)，sin(ωt+90°)比sin(ωt)超前90°，所以我们说电感的电压比电流相位超前90°。

电感的复阻抗：

知道电感的电压，也知道了电感的电流。用电压除以电流，就能得到电感的复阻抗。

电压比电流相位超前90°，引入虚数单位j，所以得到电感的复阻抗jωL，j的物理意义就是电压比电流相位超前90°。

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3、单线并绕的电感量

双线并绕与单线绕，如果线圈的尺寸相同，得到的电感量也是相同的。线越细，电感量越大。
举个例子来说，用2米左右的，0.38mm直径的漆包线，双线并绕在一支笔上，绕了31圈，测其中的任意一条线，得到一个2.72uH的线圈，Q=62；当两条线并联时，电感量有轻微下降，变成了2.64uH，Q=84。并联后，电感量下降0.09uH，主要是因为并联后导线变粗造成的。
如果线圈的电感量很大，如100uH，并绕与单绕，得到的电感量会更加接近的。双线并绕后，线圈的Q值（见附录）增加了30%，在很多线圈中都有这样的规律。
两根线绕在同一磁心上，电感量和匝数及磁芯材料有关，不管是单线还是双线电感量都一样。
而将这个双线并绕的电感拆成两组线圈并首位相连时，电感量也不是原来的2倍而是4倍。条件相同的前提下，电感量与匝数的平方成正比，多线并绕目的是增加电感导线的表面积，提高高频电感的Q值和电流负载能力，在高频变压器中降低高频的趋肤效应。

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4、电感绕制举例

条件：骨架、磁芯、气隙、线径一致，测得100匝电感量为1.2mH。提问：目标电感量2.1mH，需要多少匝（目标匝数）？

首先要算一下电感系数AL。

L＝AL*N*N 所以 0.0012＝AL*100*100得AL＝1.2*10^-7

如果要得到2.1mH的电感，0.0021＝AL*N*N可得N=132.29匝，取133匝。

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五、电源功率的测量

参看“硬件电路、工艺文件/开关电源效率测量的两种方法”。

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六、开关电源的拓朴

1、Buck降压斩波电路

1）Buck电路分析

（1）RC拓扑

如图6.2.1所示电容的电压变化与电感电流变化相同。

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（2）RL拓扑

图6.1.1

①开关ON：

开关闭合瞬间，电感上发现电流改变(自感的大小与电流变化率di/dt成正比)，产生上+下-自感应电动势U=Ldi/dt，维持电流为０，电源电压加在电感上面(电感上的电流不能突变)。感应电压是不断需要电流改变。电感本身需要不断增加电流以维持感应电动势的存在，尽可能维持现状，直到其上的电势差为０。

②开关OFF：

产生上-下+的自感电动势。

③电感电流变化速率：

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2）工作模式介绍

①CCM (Continuous Conduction Mode)连续导通模式：在一个开关周期内，电感电流从不会到0。或者说电感从不“复位”，意味着在开关周期内电感磁通从不回到0，功率管闭合时，线圈中还有电流流过。

②DCM(Discontinuous Conduction Mode)非连续导通模式：在开关周期内，电感电流总会会到0，意味着电感被适当地“复位”，即功率开关闭合时，电感电流为零。

③BCM（Boundary Conduction Mode）边界或边界线导通模式：控制器监控电感电流，一旦检测到电流等于0，功率开关立即闭合。控制器总是等电感电流“复位”来激活开关。如果电感值电流高，而截至斜坡相当平，则开关周期延长，因此，BCM变化器是可变频率系统。BCM变换器可以称为临界导通模式或CRM（Critical Conduction Mode）。

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3）Buck降压斩波电路电感值计算

图6.2.1 Buck电路

此处Ud为70V，Uo为12V，最大电流为1A，最大占空比为70%，频率为25KHz。

①计算电路的开关周期T=1/f=1/25KHz=40uS

②计算电路开关的占空比D=Vout/Vin=12/70=0.17

③计算开关导通时间Ton=T*D=40uS*0.17=6.8uS

④计算电感的纹波,一般不超过最大输出电流的10%-20%, dI=1A*(0.1~0.2)=0.1A-0.2 A

⑤计算电感两端电压V=Vin-Vout=70V-12V=58V

⑥由V=L*dI/dt得出，Lmin=(Vin-Vout)*Ton/0.2A=1972uH, Lmax=(Vin-Vout)*Ton/0.1A=3944uH

⑦考虑到电感20%的偏差和在额定电流下10%-20%的降幅(有些考虑的是10%~35%的降幅）Lmin'=Lmin/(0.8*0.8)=3081uH=3mH, Lmax'=Lmax/(0.8*0.8)=6162uH=6.2mH

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4）电感圈数及匝数的确定

电感圈数及匝数要根据选择的磁芯来确定，如果磁芯有标明单圈电感值AL，那么电感圈数（匝数）=√(L/AL) (√开根号）；如果没有AL值，就一定会定义磁芯的磁导率，磁芯的尺寸，可以通过这些来计算电感。图片是别人的经验总结公式。

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2、Boost升压电路

1）基本介绍

开关ON：此时电感储能，输出电容向负载功能；
开关OFF：此时Vin和电感共同向负载提供能量。在OFF期间，Vin也提供能量，这个是Boost与Buck-Boost的关键区别。

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3、Buck-Boost电路

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4、Flyback电路

俗称单端反激式变换器，又称返驰式(Flyback)转换器，或“Buck-Boost”转换器，因其输出端在原边绕组断开电源时获得能量，因此得名。

可参考设计：电路-电源模块汇总之五、手机充电器。

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七、Sepic电路

Single ended primary inductor converter单端一次侧电感式变换器

广泛用于电池供电的LED驱动电源，适用UoutUin的情况，能提供比Buck或Boost更大的开关电流，效率优于Flyback。

如下图(b)，L1和S起到升压式变换器的作用，L2和VD起到反激式降压/升压式的作用，故属于升压+降压/升压式变换器；

L2的作用是将能量传递到输出端，并对C1进行复位。

C1不仅是隔直电容，还等效一个“电荷泵”，S断开C1被充电，S闭合C1将能量传给L2。C1与L1串联，可以吸收L1的漏感，则可以降低对开关MOS管的要求。输出电压表达式 Uout=Uin*D/(1-D)。

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附录

1、电感Q值

1）电感Q值的概述

电感Q值也叫电感的品质因数，是衡量电感器件的主要参数。是指电感器在某一频率的交流电压下工作时，所呈现的感抗与其等效损耗电阻之比。电感器的Q值越高，其损耗越小，效率越高。

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2）公式

品质因数又可写成Q=2π*电路中存储的能量/电路一个周期内消耗的能量。

通频带BW与谐振频率ω0和品质因数Q的关系为：BW=ωo/Q，表明Q大则通频带窄，Q小则通频带宽。

Q=ωL/R=1/ωRC

其中:

Q是品质因素

ω是电路谐振时的电源频率

L是电感

R是串的电阻

C是电容

Q值是品质因素，它是总功与有用功之比

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3）作用

Q值过大，引起电感烧毁，电容击穿，电路振荡。

Q很大时，将有VL=VC>>V的现象出现。这种现象在电力系统中，往往导致电感器的绝缘和电容器中的电介质被击穿，造成损失。所以在电力系统中应该避免出现谐振现象。而在一些无线电设备中，却常利用谐振的特性,提高微弱信号的幅值。

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4）影响因素

电感器品质因数的高低与线圈导线的直流电阻、线圈骨架的介质损耗及铁心、屏蔽罩等引起的损耗等有关。

也有人把电感的Q值特意降低的，目的是避免高频谐振/增益过大。降低Q值的办法可以是增加绕组的电阻或使用功耗比较大的磁芯。

Q值一般统称品质因数，它是衡量一个元件或谐振回路性能的一个无量纲单位。简单地说是理想元件与元件中存在的损耗的比值。这个元件可以是电感、电容、介质谐振器、声表面波谐振器、晶体谐振器或LC谐振器。Q值的大小取决于实际应用，并不是越大越好。例如，如果设计一个宽带滤波器，过高的Q值如果不采取其他措施，将使带内平坦度变坏。在电源退耦电路中采用LC退耦应用时高Q值的电感和电容极容易产生自谐振状态，这样反倒不利于消除电源中的干扰噪声。反过来，对于振荡器我们希望有较高的Q值，Q值越高对振荡器的频率稳定度和相位噪声越有利。对不同的应用对Q值有不同的要求。

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5）元件工艺

元件的品质因数，即Q值的大小取决于元件的制作工艺、制作材料以及应用环境。例如，同样一个电感，如果其他参数不变，仅改变绕制电感导线的粗细，则导线粗的电感Q值要比导线细的电感Q值高。如果再在导线上镀银，则镀银导线所绕制的电感要比不镀银导线绕制的电感Q值高。至于介质谐振器其Q值更是取决于构成介质谐振器材料和制作工艺。

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6）工作频率

Q值的大小还与工作频率有关。一般的电感随着频率的变高其Q值也会增高。但它有一个极限，当超过这个极限频率点后电感的Q值要陡然下降，这个电感就失去了电感的作用。在这点上介质谐振器、声表面波谐振器和晶体谐振器更为明显。当工作频率偏离他们的谐振频率后，其Q值将急剧下降，同时他们也将不能工作。

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7）谐振频率

品质因数描述了回路的储能与它一周耗能之比。

因为通频带与品质因数之积为回路的谐振频率（BW*Q=ωo）。所以，在保证谐振点的情况下品质因数与通频带的宽窄是一对矛盾。所以不能说品质因数越高越好，还要看对频带的要求。Q值越大，谐振的通频带就越窄，也就是包含的频率范围更窄，如果需要宽一点的通频带，Q值越小越好。

在选频电路（选用某一频率）、阻波电路（阻止某一频率）、吸收电路（衰减某一频率）、陷波电路（去掉某一频率）中都是利用或者去掉某一个频率f，此时Q值越大越好，这是利用谐振电路在谐振时的频率f，当LC并联谐振电路发生谐振时，电路阻抗最大，相当于断路，使频率为f的频率信号不能通过，达到阻止此信号的目的。当LC串联谐振电路发生谐振时，阻抗最小，相当与短路，此时频率为f的频率很容易通过，而其它的信号频率被阻止，就能达到选频的目的。

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2、变压器工作原理

变压器的初次级线圈都套在同一个磁通回路中，初级线圈的电流在磁通回路中产生主磁通，这个交变磁通会感应初次级线圈，在初次级线圈产生感应电动势。

1）次级空载，原边的自感应反电势Ep和输入的电压Up方向相反制止原边电压产生的电流Ip↑(Ep越高lp越小)，达到磁电平衡，这就是“磁化电流”或“空载电流”。

lp=(Up-Ep)/(rp+Xp)

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2）次级接入负载，其感应的电动势和负载产生次级电流，这个电流会在磁路中产生和主磁通相反的磁通，使主磁通↓，这样初级感应的反电势会减小Ep，初级电流会因此而增加，初级电流Ip的增加，会使磁通回路中的主磁通↑，这样又迫使初级的反电势Ep↑，初级反电势增加又会阻止初级电流Ip继续增加，从而使磁电达到新的平衡。这就是次级电流引起初级电流增加的过程。

符号含义：Up原边输入电压；Ip原边输入电流；Io原边绕组励磁电流；IFe铁损电流，由以下两种电流合成：Iw1涡流损耗电流+Icz磁滞损耗电流；IΦ主磁通磁化电流；Is副边绕组电流；Us副边绕组电压；Rs负载电阻；rp原边绕组电阻；rs副边绕组电阻；rFe铁损等效电阻；Xp原边绕组漏感抗；Xs副边绕组漏感抗；XΦ主磁通感抗。

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3、开关电源分类总结

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