matlab 电路频率响应_手把手教你如何设计一套电路原理图

1、概述

开关电源的设计是一份非常耗时费力的苦差事，需要不断地修正多个设计变量，直到性能达到设计目标为止。本文step-by-step 介绍反激变换器的设计步骤，并以一个6.5W 隔离双路输出的反激变换器设计为例，主控芯片采用NCP1015。

基本的反激变换器原理图如图 1 所示，在需要对输入输出进行电气隔离的低功率(1W～60W)开关电源应用场合，反激变换器(Flyback Converter)是最常用的一种拓扑结构(Topology)。简单、可靠、低成本、易于实现是反激变换器突出的优点。

2、设计步骤

接下来，参考图 2 所示的设计步骤，一步一步设计反激变换器

1.Step1：初始化系统参数

------输入电压范围：Vinmin_AC 及Vinmax_AC

------电网频率：fline(国内为50Hz)

------输出功率：(等于各路输出功率之和)

------初步估计变换器效率：η(低压输出时，η取0.7～0.75，高压输出时，η取0.8～0.85)根据预估效率，估算输入功率：

对多路输出，定义KL(n)为第n 路输出功率与输出总功率的比值：

单路输出时，KL(n)=1.

2. Step2：确定输入电容Cbulk

Cbulk 的取值与输入功率有关，通常，对于宽输入电压(85～265VAC)，取2～3μF/W；对窄范围输入电压(176～265VAC)，取1μF/W 即可，电容充电占空比Dch 一般取0.2 即可。

一般在整流后的最小电压Vinmin_DC 处设计反激变换器，可由Cbulk 计算Vinmin_DC：

3. Step3：确定最大占空比Dmax

反激变换器有两种运行模式：电感电流连续模式(CCM)和电感电流断续模式(DCM)。两种模式各有优缺点，相对而言，DCM 模式具有更好的开关特性，次级整流二极管零电流关断，因此不存在CCM 模式的二极管反向恢复的问题。此外，同功率等级下，由于DCM模式的变压器比CCM 模式存储的能量少，故DCM 模式的变压器尺寸更小。但是，相比较CCM 模式而言，DCM 模式使得初级电流的RMS 增大，这将会增大MOS 管的导通损耗，同时会增加次级输出电容的电流应力。因此，CCM 模式常被推荐使用在低压大电流输出的场合，DCM 模式常被推荐使用在高压 小电流输出的场合。

图 4 反激变换器

对CCM 模式反激变换器而言，输入到输出的电压增益仅仅由占空比决定。而DCM 模式反激变换器，输入到输出的电压增益是由占空比和负载条件同时决定的，这使得DCM 模式的电路设计变得更复杂。但是，如果我们在DCM 模式与CCM 模式的临界处(BCM 模式)、输入电压最低(Vinmin_DC)、满载条件下，设计DCM 模式反激变换器，就可以使问题变得简单化。于是，无论反激变换器工作于CCM 模式，还是DCM 模式，我们都可以按照CCM模式进行设计。

如图 4(b)所示，MOS 管关断时，输入电压Vin 与次级反射电压nVo 共同叠加在MOS的DS 两端。最大占空比Dmax 确定后，反射电压Vor(即nVo)、次级整流二极管承受的最大电压VD 以及MOS 管承受的最大电压Vdsmax，可由下式得到：

通过公式(5)(6)(7)，可知，Dmax 取值越小，Vor 越小，进而MOS 管的应力越小，然而，次级整流管的电压应力却增大。因此，我们应当在保证MOS 管的足够裕量的条件下，尽可能增大Dmax，来降低次级整流管的电压应力。Dmax 的取值，应当保证Vdsmax 不超过MOS管耐压等级的80%；同时，对于峰值电流模式控制的反激变换器，CCM 模式条件下，当占空比超过0.5 时，会发生次谐波震荡。综合考虑，对于耐压值为700V(NCP1015)的MOS管，设计中，Dmax 不超过0.45 为宜。

4. Step4：确定变压器初级电感Lm

对于CCM 模式反激，当输入电压变化时，变换器可能会从CCM 模式过渡到DCM 模式，对于两种模式，均在最恶劣条件下(最低输入电压、满载)设计变压器的初级电感Lm。由下式决定：

其中，fsw 为反激变换器的工作频率，