第一章 无线通信收发机结构 杨远望 和习题
这里写目录标题
- 绪论
-
- 发信机功能(发送过程)
- 收信机功能(接收过程)
- 其它的一些组成部分
- 无线通信系统特点
- 无线通信系统性能要求 ★
- 无线通信系统发展趋势
- 方案设计尤为重要
- 1.1 概述
-
- 无线通信系统基本模型
- 无线通信系统设计中关键技术问题
- 1.2 无线接收系统
-
- 无线收信系统 基本结构
- 无线接收机的 主要性能指标 ★
- 无线接收系统设计考虑
- 其它2个无线接收系统结构
- 超外差式接收机（单次变频、两次变频）
-
- 镜像频率干扰
- 滤波器设计难度
- 中频选择问题
- 习题1.4 单次变频超外差式接收机射频前端 优点和缺点 ★
- 两级变频超外差接收机
- 习题1.8 二次变频超外差式接收机射频前端 ★
- 零中频接收机 直接下变频
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- 习题1.2 零中频接收机射频前端的优缺点 ★
- 低中频接收机
- 镜频抑制接收机
- 多级变频和镜像抑制变频的比较
- 1.3 无线发射系统
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- 无线发信系统 基本结构
- RF发送系统 主要性能指标 ★
- 直接调制发射机
-
- 习题1.6 直接调制发射机 ★
- 间接调制发射机
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- 习题1.6 间接调制发射机 ★
- 习题1.6 无线通信发射机射频前端 主要性能指标★
- 现代发射机的方案设计
绪论
发信机功能(发送过程)
发信机基本结构
- 调制，将基带信号调制到中频/射频载波上，某些应用领域还有一个对基带信号进行加密的步骤。
- 中放/变频，放大调制信号，将信号变频到实际通信的频段（频道）。
- 功放，对信号进行功率放大到满足通信（距离）要求的功率水平。
- 发射天线，将信号有效的发射到自由空间。除了信号功率之外，有时还有方向性要求，以及电波传播方式的选择。
收信机功能(接收过程)
收信机基本结构
在收信机系统中，收信机前端性能至关重要
因为空间中充满了各种各样的电磁波信号，有用信号和无用信号混杂在一起，如何既有效的接收到有用信号，同时还需尽可能的将无用信号抑制下去，一直是无线通信技术领域中一个主要研究课题。
其它的一些组成部分
上面我们粗略的介绍了无线通信系统的组成，事实上有些现代的无线通信系统，不仅上述部分在变化发展 ,还有其他的一些组成部分 ,如：
1.自适应选频，自动侦测，选择最佳的通信信道，甚至通信方式。
2.同步系统，对于跳频通信系统（载波频率随时在跳变），就有同步问题。
“软件无线电”
无线通信系统特点
发信机与收信机之间的信道为自由空间
----恶劣的信道条件
由于天空大气的复杂与多变性，无线信道存在变化很大的衰落现象; 空间电磁波传播途径的多样性，可以说任一接收点受到的均是多径信号的叠加结果，它也是一种衰落现象;还有其他信道的干扰; 移动时的多普勒频移等等。
无线通信系统性能要求 ★
区别于有线通信的要求
（1）良好的频率选择性
（2）低噪声、高动态范围
（3）良好的抗干扰能力
（4）很低相位噪声的变频本振
（5）带外辐射要小
（6）低功耗技术
（7）高DC-RF转换效率
无线通信系统发展趋势
- 高频率化
HF — VHF — UHF — MW — MMW,增加有效带宽。 - 高速率化
实时传输声音、 数据、 图象等多媒体信息的需要。 - 集成化和小型化
RFIC/MMIC,VSLI,ASIC,MEMS,SOC,SIP - 新材料,新工艺, 新器件
- 低功耗
- 数字化(软件化)
软件无线电: 实现不同频率/制式无线通信系统的互连互通,一机多用。
软件无线电关键技术
（1）宽带多频段天线与射频前端技术
（2）模拟信号的数字化技术
（3）高速DSP芯片技术
（4）软件算法问题
方案设计尤为重要
随着数字处理芯片与ADC/DAC工作频率的提高，模拟电路部分有进一步减少的趋势!
但就整个频段的通信而言绝不会消亡，另外模拟电路本身现在也得到了飞速的发展，集成模块愈来愈多。
分立电路应用愈来愈少，设计师愈来愈多的工作在于如何选择与应用好集成电路。
因此方案设计尤为重要!
1.1 概述
无线通信系统基本模型
无线通信系统设计中关键技术问题
（1）选用合适的调制方式与解调措施
（2）足够的选择性与灵敏度
（3）高效率功率放大器
（4）发射信号的优良频谱纯度(特性)
（5）良好的天线效率
（6）天线及收发信道间隔离度
1.2 无线接收系统
无线收信系统 基本结构
★↓
接收系统任务：从众多电磁波中选出有用信号，经变频、放大后解调出基带信号
从空间中接收到微弱信号
频带选择：射频滤波器从众多的电波中选出有用信号
低噪声放大：放大到解调器所要求的电平值后
由解调器解调， 将频带信号变为基带信号
无线接收机的 主要性能指标 ★
RF接收系统 主要性能指标 ★
1、高增益（高灵敏度）——长传输距离、保证特定通信距离和正确解调
2、高选择性（邻道抑制能力）——提高频率资源利用率，减少对相邻信道的干扰
3、高隔离度（收发双向）——提高接收模块和发射模块的隔离度。对于单机收发系统，当共用天线时，收发信道必须有良好的隔离度
4、高灵敏度——在满足一定误码率性能的条件下接收机输入端所需最小信号电平。接收微弱信号的能力
5、高动态范围（抗阻塞）——增大覆盖面
6、低噪声——高质量（抑制内外噪声）
7、低失真（线性：通带平坦；非线性：杂散抑制）
8、互调分量抑制——接收机接收有用信号而抑制互调干扰信号的能力
9、杂散辐射抑制
无线接收系统设计考虑
选择性考虑
- 选出有用信号(较容易)
- 抑制干扰和无用信号(困难)
例如900MHz GSM通信，信道间隔200KHz，对选频滤波器要求较高。
灵敏度考虑
- 接收微弱信号的能力
- 线性动态范围
空间信号不但微弱，而且路径多样性，其信号大小起伏变化。
其它2个无线接收系统结构
低中频接收机
全数字接收机
超外差式接收机（单次变频、两次变频）
基本思想：
先将射频信号搬到中频段进行处理，然后将处理后的信号再变到低频段
超外差接收机的主要优点：
1、解决了载频泄露产生的影响
2、中频放大易于实现高增益、低噪声和良好的频带特性
3、易于实现自动增益控制（AGC）
超外差接收机的主要问题：
1、引入了镜像频率干扰
2、增加了设备的复杂性
镜像频率干扰
f i = 2 f c − f : f 0 − B / 2 ≤ f ≤ f 0 + B / 2 f i 0 = 2 f c − f 0 {f_i} = 2{f_c} - f{\rm{ : }}{f_0} - B/2 \le f \le {f_0} + B/2\\ {f_{i0}} = 2{f_c} - {f_0} fi=2fc−f:f0−B/2≤f≤f0+B/2fi0=2fc−f0
镜像频谱只能靠接收机射频输入滤波器滤除。
中频滤波器不能抑制镜频干扰。
滤波器设计难度
过渡带难度系数 η ≈ Δ f f c ≈ Δ f f 0 \eta \approx \frac{{\Delta f}}{{{f_c}}} \approx \frac{{\Delta f}}{{{f_0}}} η≈fcΔf≈f0Δf，其值越小越难
中频选择问题
镜频过渡带 Δ f i = 2 f I F − B \Delta {f_i} = 2{f_{IF}} - B Δfi=2fIF−B
镜频滤波难度 η i = Δ f i / f 0 {\eta _i} = \Delta {f_i}/{f_0} ηi=Δfi/f0即滤除镜频的难度，数值大则难度低
中频滤波难度 η I F = Δ f / f I F {\eta _{IF}} = \Delta f/{f_{IF}} ηIF=Δf/fIF即滤除邻频的难度，数值大则难度低
中频 f I F {f_{IF}} fIF过低，镜频过渡带过小，镜频滤波难度过大（数值过小），中频滤波难度小（数值大），难以滤除镜频
中频 f I F {f_{IF}} fIF过高，镜频过渡带过大，镜频滤波难度过小（数值过大），中频滤波难度大（数值小），难以滤除邻频
抑制镜频和抑制邻频矛盾的解决方案：
- 采用多级变频
将射频信号变到频率较高的第一中频（镜像抑制）
将信号变到频率较低的第二中频（邻频抑制） - 采用镜频抑制变频电路
高本地振荡混频：本地振荡频率 f L O {f_{LO}} fLO > 射频频率 f R F {f_{RF}} fRF
中频频率 f I F {f_{IF}} fIF=本地振荡频率 f L O {f_{LO}} fLO - 射频频率 f R F {f_{RF}} fRF
镜像频率 f i m {f_{im}} fim=射频频率 f R F {f_{RF}} fRF + 2*本地振荡频率 f I F {f_{IF}} fIF
低本地振荡混频：本地振荡频率 f L O {f_{LO}} fLO < 射频频率 f R F {f_{RF}} fRF
中频频率 f I F {f_{IF}} fIF=射频频率 f R F {f_{RF}} fRF - 本地振荡频率 f L O {f_{LO}} fLO
镜像频率 f i m {f_{im}} fim=射频频率 f R F {f_{RF}} fRF - 2*本地振荡频率 f I F {f_{IF}} fIF
例：GSM下行频段935-960MHz，若选 f I F {f_{IF}} fIF= 10MHz
求本振频率 f L O {f_{LO}} fLO及干扰镜频 f i m {f_{im}} fim范围。
高本地振荡情况
f L O = f R F + f I F = 945 − 970 M H z {f_{LO}} = {f_{RF}} + {f_{IF}} = 945-970MHz fLO=fRF+fIF=945−970MHz
f i m = f R F + 2 f I F = 955 − 980 M H z {f_{im}} = {f_{RF}} + 2{f_{IF}} = 955-980MHz fim=fRF+2fIF=955−980MHz位于频段内高端
f R F {f_{RF}} fRF位于频段低端
低本地振荡情况
f L O = f R F − f I F = 925 − 950 M H z {f_{LO}} = {f_{RF}} - {f_{IF}} = 925-950MHz fLO=fRF−fIF=925−950MHz
f i m = f R F − 2 f I F = 915 − 940 M H z {f_{im}} = {f_{RF}} - 2{f_{IF}} = 915-940MHz fim=fRF−2fIF=915−940MHz位于频段内低端
f R F {f_{RF}} fRF位于频段高端
所以若选择 f I F {f_{IF}} fIF=10MHz,无论选择高本振或低本振时, f i m {f_{im}} fim都位于有用信道之内,无法用BPF1滤掉,成为干扰信号。
若增大 f I F {f_{IF}} fIF至70MHz，则采用高本振或低本振，镜频都不会进入通信频段，故可用BPF1滤除掉,从而消除镜频干扰。
习题1.4 单次变频超外差式接收机射频前端 优点和缺点 ★
优点★（文光俊PPT的）
- BPF1射频滤波作频带选择，BPF2中频滤波作信道选择，实现了频带选择和信道选择的分离
- 合理分配系统增益，降低了射频低噪声放大器的增益要求，射频低噪声放大器稳定性高
- 在较低固定中频上高增益放大，有利于ADC和解调实现；
（助教给的参考答案）数字通信可在较低的中频上进行 A/D 变换 - （助教给的参考答案）选择性好、灵敏度高
缺点★（文光俊教材上1.2.2.2）（小标题和助教给的参考答案一样）
1.2.2.2 单次变频超外差接收机的干扰分析
- 存在组合频率干扰(寄生通道干扰)
实际的下变频器（混频器）都存在非线性，其将产生各种组合频率信号。
当组合频率分量落在中频带宽内,滤波器无法过滤掉这些信号，成为滤波器输出信号中的寄生通道干扰 - 存在镜像频率信号干扰
若天线接收的镜像频率信号没被抑制掉而输入到混频器射频输入端口，有用的射频信号和无用的镜像频率信号经过下变频后，输出的有用中频信号和无用中频信号（镜频干扰信号）的频谱交叠在一起，无法用中频滤波器将干扰信号滤除，将降低输出中频信号的信噪比。 - 相邻信道的干扰
- 存在选择性和灵敏度之间矛盾。
从镜频干扰的原理可以看出，
高中频使镜像频率信号远离有用信号，利于抑制镜像频率干扰和提高输出中频的信噪比。
但高中频使具有相同Q值的中频滤波器的绝对带宽变大，必然会降低对相邻信道的抑制能力
但是接收机选择有用信道而抑制邻道干扰主要是靠信道选择滤波器，因此高中频降低了接收机的信道选择性
因此，中频的选择考虑的是“灵敏度”和“选择性”这一对矛盾的折中。
两级变频超外差接收机
第一中频ωIF1尽量高，以便于抑制镜像频率干扰，有好的信道选择性
第二中频ωIF2尽量低，以便于抑制邻道干扰和降低解调器难度，有利于IFA的稳定性
信道增益的大部分由IFA2完成
习题1.8 二次变频超外差式接收机射频前端 ★
二次变频超外差式接收机射频前端为什么能解决单次变频超外差式接收机射频前端存在的接收灵敏度与选择性之间的矛盾，设计的基本要点是什么？
（助教给的参考答案）（文光俊教材1.2.2.4的话）和自己整理
设计基本要点： ω I F 1 {ω_{IF1}} ωIF1
第一中频 ω I F 1 {ω_{IF1}} ωIF1尽量高，以照顾灵敏度，以实现抑制镜像频率干扰，频带选择性好，有利于镜像频率抑制。选择尽可能高的频率使得有利于抑制镜像干扰的前提下，选择组合频率小的频率，最好是固定频率
第二中频 ω I F 2 {ω_{IF2}} ωIF2尽量低，以照顾选择性，以实现抑制邻道干扰，信道选择性好，降低解调器技术难度或便于进行A/D转换，易于信道滤波器高 Q 值。选择确保不影响解调的前提下，尽可能低的频率使得有利于信道滤波和稳定的高增益放大
图中的第二中频滤波器完成提取有用信道和抑制邻道干扰的任务
解决了灵敏度与选择性之间的矛盾
信道增益的大部分由 IFA2 完成
结构复杂，功耗大
零中频接收机 直接下变频
ω 0 = ω c {\omega _0} = {\omega _c} ω0=ωc
数字零中频接收机
★↓
零中频接收的优点★
1、简单、低成本
2、无镜像干扰
零中频接收的缺点★
1、高频载频反向泄漏——造成不稳定直流输出
元器件的非理想性、空间辐射等
2、高频放大器增益不可能很高，滤波效果也不好。
3、高增益低频放大器相对频带很宽，级联工作不理想
（ AC耦合、通频带、噪声）
习题1.2 零中频接收机射频前端的优缺点 ★
优点（12345是文光俊教材1.2.3的话）12是（文光俊PPT的）（助教给的参考答案）
1、本地振荡频率=射频频率，将接收的射频信号直接变频到基带信号，故不存在镜像干扰，因此无须使用高Q值的镜像干扰抑制滤波器。正交下变频产生I和Q两路信号，以便对信号进一步处理。
ω L O {ω_{LO}} ωLO= ω R F {ω_{RF}} ωRF，从而将调制的 RF 信号直接变频到基带信号，不存在镜像干扰
2、结构简单、功耗低，易于单芯片集成实现。
3、射频滤波器的性能要求较低，而且也不要求它的频率可以调节。
4、混频器后的低通滤波器也很容易实现。
5、由于有用信号被直接下变频到基带，这样对模数转换器的要求也降低了
缺点 1234（助教给的参考答案）（文光俊PPT的）
- 射频、本地振荡端口之间隔离度差，大功率本地振荡信号向天线端窜透而辐射（本地振荡泄露），干扰相邻信道通信
- 自混频效应导致输出信号存在直流漂移
直流失调（DC-Offset），即在零中频接收机中，由于本地振荡信号和接收到的射频信号的频率相同，会造成本地振荡信号泄漏到接收机的输入端，并输至下变频器与本地振荡信号自混频，或接收的RF信号进入混频器的本地振荡端，从而产生较大的直流失调。
为了消除直流失调，现已经发展出多种解决方案。
其中比较常用的是在基带电路中将直流失调量预先存储，然后将其反馈回到模拟信号通路进行相减，从而消除直流失调。
- 1/f噪声效应严重
噪声功率谱密度与频率成反比的一类噪声称为1/f噪声，又称为闪烁噪声（flicker noise），为有源器件产生。
1/f噪声在零频及附近最强，离零频越远越小。其功率谱密度与白噪声谱密度相等的频点成为1/f噪声的拐点频率(Corner)。
零中频接收前端将射频信号直接下变频到零频附近的基带信号，其低噪声放大器、混频器、本振中晶体管的1/f噪声亦自混频搬到零频附近，故信号带宽内1/f噪声大，降低了基带信号的信噪比（1/f噪声干扰效应较超外差、低中频等接收前端严重）。 - 存在低噪声放大器偶次谐波失真干扰
超外差接收前端对奇次互调较为敏感，零中频接收前端对偶次互调失真较为敏感，这来源与LNA存在非线性，其导致偶次失真干扰信号。
若混频器射频端口、中频端口之间的隔离度低，低噪声放大器偶次失真产生的低频信号耦合到混频器中频端口成为干扰信号
LNA偶次失真的另一种表现为射频信号的二次谐波和本振的二次谐波混频后，下变频到基带，与基带信号重叠。 - 二阶交调失真的影响也是不可忽略的
低中频接收机
与零中频接收前端类似，区别
- 中频不为零，但很低(约为信号频带的高边缘）
- 下变频 后使用带通滤波器BPF，不是低通滤波器LPF
优点
结构简单，功耗低
中频fIF低，可用交流耦合消除自混频的直流偏差/漂移、 1/f噪声效应
缺点
端口间隔离度相对高些
存在镜像干扰
镜频抑制接收机
设输入信号为 R ( t ) = A ( t ) cos { ( ω c + ω I F ) t + θ s ( t ) } R(t) = A(t)\cos \left\{ {({\omega _c} + {\omega _{IF}})t + {\theta _s}(t)} \right\} R(t)=A(t)cos{(ωc+ωIF)t+θs(t)}
上支路
R ( t ) ∗ sin ω c t = A ( t ) 2 { − sin [ ω I F t + θ s ( t ) ] + sin [ ( 2 ω c + ω I F ) t + θ s ( t ) ] } R(t)*\sin {\omega _c}t = \frac{{A(t)}}{{\rm{2}}}\left\{ { - \sin \left[ {{\omega _{IF}}t + {\theta _s}(t)} \right] + \sin \left[ {(2{\omega _c} + {\omega _{IF}})t + {\theta _s}(t)} \right]} \right\} R(t)∗sinωct=2A(t){−sin[ωIFt+θs(t)]+sin[(2ωc+ωIF)t+θs(t)]}
滤波后 − A ( t ) 2 sin [ ω I F t + θ s ( t ) ] - \frac{{A(t)}}{2}\sin \left[ {{\omega _{IF}}t + {\theta _s}(t)} \right] −2A(t)sin[ωIFt+θs(t)]
希尔伯特变换（-90度相移）后 A ( t ) 2 cos [ ω I F t + θ s ( t ) ] \frac{{A(t)}}{2}\cos \left[ {{\omega _{IF}}t + {\theta _s}(t)} \right] 2A(t)cos[ωIFt+θs(t)]
下支路
R ( t ) ∗ cos ω c t = A ( t ) 2 { cos [ ω I F t + θ s ( t ) ] + cos [ ( 2 ω c + ω I F ) t + θ s ( t ) ] } R(t)*\cos {\omega _c}t = {\rm{ }}\frac{{A(t)}}{{\rm{2}}}\left\{ {\cos \left[ {{\omega _{IF}}t + {\theta _s}(t)} \right] + \cos \left[ {(2{\omega _c} + {\omega _{IF}})t + {\theta _s}(t)} \right]} \right\} R(t)∗cosωct=2A(t){cos[ωIFt+θs(t)]+cos[(2ωc+ωIF)t+θs(t)]}
滤波后 A ( t ) 2 cos [ ω I F t + θ s ( t ) ] \frac{{A(t)}}{2}\cos \left[ {{\omega _{IF}}t + {\theta _s}(t)} \right] 2A(t)cos[ωIFt+θs(t)]
上下支路相加 A ( t ) cos [ ω I F t + θ s ( t ) ] A(t)\cos \left[ {{\omega _{IF}}t + {\theta _s}(t)} \right] A(t)cos[ωIFt+θs(t)]
设输入信号为 I ( t ) = N ( t ) cos { ( ω c − ω I F ) t + θ n ( t ) } I(t) = N(t)\cos \left\{ {({\omega _c} - {\omega _{IF}})t + {\theta _n}(t)} \right\} I(t)=N(t)cos{(ωc−ωIF)t+θn(t)}
上支路
I ( t ) ∗ sin ω c t = N ( t ) 2 { − sin [ − ω I F t + θ n ( t ) ] + sin [ ( 2 ω c − ω I F ) t + θ n ( t ) ] } I(t)*\sin {\omega _c}t = \frac{{N(t)}}{{\rm{2}}}\left\{ { - \sin \left[ { - {\omega _{IF}}t + {\theta _n}(t)} \right] + \sin \left[ {(2{\omega _c} - {\omega _{IF}})t + {\theta _n}(t)} \right]} \right\} I(t)∗sinωct=2N(t){−sin[−ωIFt+θn(t)]+sin[(2ωc−ωIF)t+θn(t)]}
滤波后 N ( t ) 2 sin [ ω I F t − θ n ( t ) ] \frac{{N(t)}}{2}\sin \left[ {{\omega _{IF}}t - {\theta _n}(t)} \right] 2N(t)sin[ωIFt−θn(t)]
希尔伯特变换（-90度相移）后 − N ( t ) 2 cos [ ω I F t − θ n ( t ) ] - \frac{{N(t)}}{2}\cos \left[ {{\omega _{IF}}t - {\theta _n}(t)} \right] −2N(t)cos[ωIFt−θn(t)]
下支路
N ( t ) ∗ cos ω c t = N ( t ) 2 { cos [ − ω I F t + θ n ( t ) ] + cos [ ( 2 ω c − ω I F ) t + θ n ( t ) ] } N(t)*\cos {\omega _c}t = {\rm{ }}\frac{{N(t)}}{{\rm{2}}}\left\{ {\cos \left[ { - {\omega _{IF}}t + {\theta _n}(t)} \right] + \cos \left[ {(2{\omega _c} - {\omega _{IF}})t + {\theta _n}(t)} \right]} \right\} N(t)∗cosωct=2N(t){cos[−ωIFt+θn(t)]+cos[(2ωc−ωIF)t+θn(t)]}
滤波后 N ( t ) 2 cos [ ω I F t − θ n ( t ) ] \frac{{N(t)}}{2}\cos \left[ {{\omega _{IF}}t - {\theta _n}(t)} \right] 2N(t)cos[ωIFt−θn(t)]
上下支路相加=0
多级变频和镜像抑制变频的比较
多级变频
第一变频主要解决镜像抑制问题
第二变频主要解决邻频抑制问题
只要方案设计适当，可达到很高指标
镜像抑制变频
从理论上讲可以不用前置滤波器，镜像抑制依靠上下支路的一致性抑制镜频（幅度一致和相位一致）
一般能提供20dB左右的镜像抑制
更高的指标需要配合前置滤波器和多级变频
1.3 无线发射系统
无线发信系统 基本结构
★↓
发送系统任务
完成基带信号对中频载波的调制
将其上变频至特定的 RF 频段
对已调制的 RF 信号放大
以足够的功率馈入天线，经天线有效地发射出去
RF发送系统 主要性能指标 ★
无线发射系统设计考虑
- 提高 频谱纯度和频率精度
必须满足ITU频谱管理规定及通信标准，避免对其他信道的干扰。减少它对相邻信道的干扰 - 发射功率
一定的传送距离就要求发射信号必须达到一定的功率。保证特定通信距离
平均载频输出功率：发射机输出的平均载波峰值功率
功率控制：为了克服移动通信的远近效应 - 提高 系统效率
系统效率非常重要,特别是移动终端设备。减少系统功耗 - 抑制 杂散辐射
在有用边带和邻道以外的离散频率上的辐射 - 互调衰减
无线发射系统效率包括
5. 功率放大器的效率
6. 天线的发射效率
7. 信道中信号传输效率(匹配,线路损耗等)。
直接调制发射机
调制和上变频合二为一的发射机
直接调制发射机特点
- 结构简单
- 收/发同机时发射开断切换
- 调制信号带宽及发射频谱特性不易控制,发射信号容易干扰其他信道
直接调制发射机为早期经典发射系统方案
主要用于AM、ASK等简单调制方式通信
要求线性功放,导致发射效率低，邻道抑制不好
近年来随着技术的进步，复杂调制方式已能直接由LO产生，使这种方案焕发新春。
图 1.16 直接变换正交调制发射机
直接调制数字发射机特点
- 无镜像干扰, 无中频干扰
- 难以消除载波泄漏
- 两路电特性不一致时达不到预期效果
习题1.6 直接调制发射机 ★
优点
- （文光俊PPT的话）（助教给的参考答案）结构简单
- （文光俊PPT的话）（助教给的参考答案）不产生镜像信号及干扰，无中频干扰
（文光俊PPT的话）将基带信号直接上变频到射频载波频段，其不会产生镜像信号，避免了镜像抑制问题
缺点
- 容易发生频率牵引
（文光俊教材1.3.2 的话）这是由于经功率放大后发射信号的中心频率为本地振荡频率，这个强信号泄漏或反射回来会牵引本地振荡频率。如果本地振荡频率不稳，自然会直接影响发射机的各项性能指标
（文光俊PPT的话）（助教给的参考答案）发射信号频率同于本地振荡频率，发射信号影响本地振荡源，本地振荡信号泄漏干扰发射信号 - （文光俊PPT的话）功率放大器频率与本地振荡相同，功率放大器与本地振荡输出端口之间（通过衬底/空间的电磁场）互耦合较强，本地振荡信号干扰发射信号
功率放大器开、关是两种状态，其两种状态的阻抗不同，导致本地振荡源在功率放大器开、关状态的频率稍有差别，该现象称为负载(频率)牵引效应
（文光俊PPT的话）（助教给的参考答案）收/发同机时，发射开断切换导致功率放大器状态变化，对本地振荡源产生影响——负载牵引（改进方法：两个VCO) - （文光俊PPT的话）不易控制发射信号的带宽及其频谱特性（功率放大器的非线性效应），发射信号容易干扰其他信道
（助教给的参考答案）调制信号带宽及发射频谱特性不易控制，…… - （文光俊PPT的话）（助教给的参考答案）高频率的I、Q两路电性能一致性难于实现
间接调制发射机
调制和上变频分开的发射机-在较低中频上完成信号调制, 再将已调信号上变频至RF频段。
习题1.6 间接调制发射机 ★
优点
- （助教给的参考答案）克服直接调制发射机的缺点(载波泄漏)(负载牵引,效率不高,……)
- 两次上变频降低了滤波器要求，有助于复杂调制
（文光俊PPT的话）（助教给的参考答案）降低了中频滤波器的性能要求 - （文光俊教材1.3.2 的话）两步法本地振荡频率和载频不同，不易发生频率牵引，故能克服直接变换法的缺点
- （文光俊PPT的话）低频率的中频处调制，I/Q正交两支路的电性能易于一致
（文光俊教材1.3.2 的话）在较低的中频上进行调制，正交的两支路电特性容易获得一致
间接调制数字发射中增加了一个中频，两路正交调制(I/Q)支路电特性易于做到一致
缺点
- （助教给的参考答案）存在变频组合干扰
（文光俊PPT的话）多次变频产生的组合频率干扰 - （文光俊PPT的话）（助教给的参考答案）结构复杂，功耗大
- （文光俊教材1.3.2 的话）为了达到发射机的性能指标，第二次上变频后必须采用滤波器滤除另一个不要的边带，这对滤波器的要求是比较高的，实现起来比较困难。
习题1.6 无线通信发射机射频前端 主要性能指标★
1.3.1 发射机射频前端的主要性能指标
- 平均载频输出功率
平均载频功率是指发射机输出的平均载波峰值功率。发射机必须满足一定的发射功率，才能使在给定通信距离内的接收机能正确接收有用信号。不同的应用（手机、车载移动设备和基站）要求发射机有不同规格的输出功率。 - 射频功率控制
为了克服移动通信的远近效应，需对发射功率进行自适应调整，以便保证移动台与基站之间的通信质量而又不至于对其他移动台产生明显的干扰。同样，对基站的发射功率也需要进行合理的控制，这在CDMA制式的移动通信中应用得非常好。 - 射频输出频谱
关注射频输出频谱是出于对邻近信道干扰的考虑。对邻近信道干扰通常可以用邻近信道功率比（ACPR）来表征。 - 杂散辐射
在有用边带和邻道以外的离散频率上的辐射称为发射机的杂散辐射。杂散辐射包括传导型和辐射型两种。传导型杂散辐射是指天线连接处或进入电源线（仅指基站）引起的辐射，而辐射型则是指由于机箱以及设备结构而引起的杂散辐射。 - 互调衰减
在电路的非线性的作用下发射机的载波和通过天线进入的干扰信号发生交叉调制产生互调分量。互调衰减就是衡量发射机对此互调干扰的抑制能力。
现代发射机的方案设计
现代发射机的方案设计很大程度上依赖于数字处理的输出方式，大致分为两种。
1、基带调制（I/Q信号为数字基带信号）
基带调制的主要问题是基带信号的低频频响，一般需要直流耦合，电路设计困难。由于数字调制一般是双边带调制，因此采用直接调制比较方便。
2、中频调制（I/Q信号为数字中频信号）
中频I/Q信号分为两种，其调制方法有所不同
数字基带信号 I ( t ) Q ( t ) I(t)Q(t) I(t)Q(t)
数字射频信号 I ( t ) cos ω C t + Q ( t ) sin ω C t I(t)\cos {\omega _C}t{\rm{ + }}Q(t)\sin {\omega _C}t I(t)cosωCt+Q(t)sinωCt
两路中频信号为 I ( t ) cos ω I F t I(t)\cos {\omega _{IF}}t I(t)cosωIFt、 Q ( t ) sin ω I F t Q(t)\sin {\omega _{IF}}t Q(t)sinωIFt
继续变频需要进行单边带调制，直接变频方案实现比较困难，一般要求I/Q信号的带宽相对较小，中频载波相对较高，模拟调制后需要滤波。
两路中频信号为
I ( t ) cos ω I F t + Q ( t ) sin ω I F t I(t)\cos {\omega _{IF}}t + Q(t)\sin {\omega _{IF}}t I(t)cosωIFt+Q(t)sinωIFt
I ( t ) sin ω I F t − Q ( t ) cos ω I F t I(t)\sin {\omega _{IF}}t - Q(t)\cos {\omega _{IF}}t I(t)sinωIFt−Q(t)cosωIFt
由于Q路信号为I路信号的希尔伯特变换，因此，用正交调制器可以直接进行单边带调制。这样，直接变频方案比较简洁。
但注意实际上由于器件的非理想性，镜频抑制也只能做到20dB左右