模拟CMOS集成电路设计入门学习(3)

共源极

(1)采用电阻负载的共源极

模拟CMOS集成电路设计入门学习(3)_第1张图片电路的大信号和小信号的特性我们都需要研究。{电路的输入阻抗低频时非常高}

V_{in}从0开始增大,M_{1}截止V_{out}=V_{DD}

V_{in}接近V_{TH}时,M_{1}开始导通,电流流经R_{D}使V_{out}减小;

③进一步增大V_{in}u_{GD}也变大但还小于U_{GS(th)}时,NMOS管仍处于饱和区,直到V_{in}=V_{out}+V_{TH}u_{GD}=U_{GS(th)}时(预夹断);

 ④V_{in}> V_{out}+V_{TH}后,M_{1}工作在线性区(三级管区),如果V_{in}足够高M_{1}还可以进入深线性区(深三极管区

V_{out}=V_{DD}\frac{R_{on}}{R_{on}+R_{D}}=\frac{V_{DD}}{1+u_{n}C_{ox}\frac{W}{L}R_{D}(V_{in}-V_{TH})}

 小信号工作:A_{v}=-g_{m}R_{D}

大信号工作:电路的增益随信号的摆幅变化较大{增益对于信号电平的依赖关系导致了非线性}

(2)采用二极管连接的负载的共源极

如果把晶体管的栅极和漏极短接,该MOS器件可以起到小信号电阻的作用。{因为漏极和栅极电势相同,该晶体管总是工作在饱和区}

模拟CMOS集成电路设计入门学习(3)_第2张图片

考虑体效应后

模拟CMOS集成电路设计入门学习(3)_第3张图片

 因为(g_{m}+g_{mb})V_{X}+\frac{V_{X}}{r_{o}}=I_{X}

可得:\frac{V_{X}}{I_{X}}=\frac{1}{g_{m}+g_{mb}+r_{o}^{-1}}=\frac{1}{g_{m}+g_{mb}}\left | \right |r_{o}\approx \frac{1}{g_{m}+g_{mb}}

可见考虑体效应后M_{1}源级看到的阻抗更小了。

(3)采用电流源负载的共源极

应用中有时要求单级有很大的电压增益,但是对于电阻或者二极管连接的负载而言,增大阻值会限制输出电压的摆幅。

一个切实可行的方法是利用电流源代替负载

(4)工作在线性区的MOS为负载的共源极

模拟CMOS集成电路设计入门学习(3)_第4张图片

 这种电路使M_{2}的栅压偏置在足够低的电平,保证M_{2}在全部输出电压摆幅范围内工作在深线性区。因为R_{on2}=\frac{1}{u_{p}C_{ox}(\frac{W}{L})(V_{DD}-V_{b}-\left | V_{THP} \right |)}

所以电压增益可以很方便地计算出来;

但是,由于R_{on2}u_{p}C_{ox}V_{b}V_{THP}的依赖,因为u_{p}C_{ox}V_{b}V_{THP}随工艺和温度的改变而改变,而且产生一个精确的V_{b}会增加电路的复杂性,所以该电路难以应用

(5)带源级负反馈的共源极

 模拟CMOS集成电路设计入门学习(3)_第5张图片

 由于输入电压的一部分出现在电阻R_{S}上而不是作为栅源的过驱动电压,因此导致I_{D}的变化十分平滑。

定义电路的等效跨导G_{m}:

G_{m}=\frac{\delta I_{D}}{V_{in}}=\frac{g_{m}}{1+g_{m}R_{S}}

随着R_{S}增大,G_{m}变为g_{m}的弱函数,同样漏电流也变为g_{m}的弱函数。这种线性化的获得是以牺牲增益(以及高的噪声)为代价的。

我们把增益的大小看成在漏极点所看到的电阻除以源级通路上的总电阻{这样的方法极大地简化了复杂电路的分析}

例:模拟CMOS集成电路设计入门学习(3)_第6张图片

 {不考虑沟道长度调制以及体效应}

 源级负反馈另一个重要的作用是增大共源级的输出电阻

模拟CMOS集成电路设计入门学习(3)_第7张图片

R_{out}=[1+(g_{m}+g_{mb})R_{S}]r_{o},表明输出电阻增大了(g_{m}+g_{mb})R_{S}

你可能感兴趣的:(学习,硬件工程)