无线通信

DB（分贝）  dB=10*lg(A/B)

          DB是一个比值，是一个数值，是一个纯计数方法，没有任何单位标注。由于它在不同领域有着不同的名称，因此它也代表不同的实际意义。 

         1、在实际日常生活中，住宅小区告知牌上面标示噪音要低于60分贝，也就是要低于60DB，在这里DB（分贝）的定义为噪声源功率与基准声功率比值的对数乘10的数值，不是一个单位，而是一个数值，用来形容声音的大小。（即 噪声源功率/基准声功率 <=10的6次方，也就是1000,000）。

        2、在无线通讯领域，衡量一个地点的某一无线基站通信信号强度也可以用DB表示。如测的某宾馆402房间的1号无线基站通信信号强度为-90dBm,这里的定义为该房间的有用信号强度与所有信号（包括干扰信号）的比值。常见表示形式：dBm、dBw

        3、在天线技术方面，DB是衡量天线性能的一个参数，名称为增益。它是指在输入功率相等的条件下，实际天线与理想天线在空间同一点处所产生的信号的功率密度之比。常见表示形式：dBi、dBd

         一般来讲，在工程中，dB和dB之间只有加减，没有乘除。而用得最多的是减法：dBm 减 dBm 实际上是两个功率相除，信号功率和噪声功率相除就是信噪比（SNR）。比如：30dBm - 0dBm = 1000mW/1mW = 1000 = 30dB。

        在电子工程领域，放大器增益使用的就是dB。放大器输出与输入的比值为放大倍数，单位是“倍”，如10倍放大器，100倍放大器。当改用“分贝”做单位时，放大倍数就称之为增益，这是一个概念的两种称呼。

电学中分贝与放大倍数的转换关系为：

        A(V)(dB)=20*lg(Vo/Vi)；电压增益

        A(I)(dB)=20*lg(Io/Ii)；    电流增益

        A(p)(dB)=10*lg(Po/Pi)；功率增益，当功率增加 x 倍，那么增益增加10*lg(x)

       分贝定义时电压(电流)增益和功率增益的公式不同，但我们都知道功率与电压、电流的关系是P=V^2/R=I^2*R。采用这套公式后，两者的增益数值就一样了：

10lg[Po/Pi]=10lg[(Vo^2/R)/(Vi^2/R)]=20lg(Vo/Vi)。注意：这只是在Ri=Ro的电路中适用，比如在有线电视系统中各种器材的匹配阻抗都是75Ω。

       使用分贝做单位主要有三大好处。

      1、数值变小，读写方便。

      2、运算方便。放大器级联时，总的放大倍数是各级相乘。用分贝做单位时，总增益就是相加。若某功放前级是100倍(20dB)，后级是20倍(13dB)，那么总功率放大倍数是100×20=2000倍，总增益为20dB+13dB=33dB。

      3、符合听感，估算方便。人听到声音的响度是与功率的相对增长呈正相关的。例如，当电功率从0.1瓦增长到1.1瓦时，听到的声音就响了很多；而从1瓦增强到2瓦时，响度就差不太多；再从10瓦增强到11瓦时，没有人能听出响度的差别来。如果用功率的绝对值表示都是1瓦，而用增益表示分别为10.4dB，3dB和0.4dB，这就能比较一致地反映出人耳听到的响度差别了。您若注意一下就会发现，Hi－Fi功放上的音量旋钮刻度都是标的分贝，使您改变音量时直观些。

       分贝数值中，－3dB和0dB（lg2=0.3；lg0.5=-0.3）两个点是必须了解的。－3dB也叫半功率点或截止频率点。这时功率是正常时的一半，电压或电流是正常时的1/√2（√2=1.414，√3=1.732,1/√2=0.707,1√3=0.577）。在电声系统中，±3dB的差别被认为不会影响总特性。所以各种设备指标，如频率范围，输出电平等，不加说明的话都可能有±3dB的出入。例如，前面提到的频响10Hz～40kHz，就是表示在这段频率中，输出幅度不会超过±3dB，也就是说在10Hz 和40kHz这二个端点频率上，输出电压幅度只有中间频率段的0.707(1/根2)倍了。0dB表示输出与输入或两个比较信号一样大。分贝是一个相对大小的量，没有绝对的量值。可您在电平表或马路上的噪声计上也能看到多少dB的测出值，这是因为人们给0dB先定了一个基准。常用的0dB基准有下面几种：dBFS——以满刻度的量值为 0dB，常用于各种特性曲线上；dBm——在600Ω负载上产生1mW功率(或0.775V电压)为0dB，常用于交流电平测量仪表上；dBV——以1伏 为0dB；dBW——以1瓦为0dB。

      这里要提一下dBm,dBw,dBu,dBc的含义和之间的关系，dBm是一个考征功率绝对值的值，计算公式为：10*lgP（功率值/1mw），这是一个绝对值，0dBm即是1毫瓦所转换的能量。

      dBw与dBm一样，dBw是一个表示功率绝对值的单位（也可以认为是以1W功率为基准的一个比值），计算公式为：10*lg（功率值/1w）。dBw与dBm之间的换算关系为：0 dBw = 10*lg1W ==== 10*lg1000 mw = 30 dBm,由此可见，0dBw是一个比0dBm大得多的多的单位，功率上相差1000倍(10*lg2000 mw=33dBm，2000mw相对于1000mw，功率增加了1倍，也就是3dbm），因此专业音频设备上，最典型的例子就是功放，0dB的刻度是最大值，功放的旋钮其实是一个衰减器；

      dBu是以0.775v电压作为基准值的一个单位参数，dBv则是1V为基准值，因此，0dBv大概等于2.2dBu（1/0.775取lg，然后乘以20）；它们换算公式是：x dBv = (x + 2.2)dBu

       而我们在统计声音响度或者声压级时也会采用分贝dB作为单位去衡量，这是因为dB的步阶可以如实地反映人对声音的感觉。实践证明，声音的分贝数增加或减少一倍，人耳听觉响度也提高或降低一倍。即人耳听觉与声音功率分贝数成正比。

       在dB，dBm计算中，要注意基本概念。比如，用一个dBm 减另外一个dBm时，得到的结果是dB。如：30dBm - 0dBm = 30dB。

       dBm 加 dBm 实际上是两个功率相乘，这个已经不多见（我只知道在功率谱卷积计算中有这样的应用）。dBm 乘 dBm 是什么，1mW 的 1mW 次方？除了同学们老给我写这样几乎可以和歌德巴赫猜想并驾齐驱的表达式外，我活了这么多年也没见过哪个工程领域玩这个。

       ★★★要计算A的功率相比于B大或小多少个dB时，可按公式10*lg A/B计算。例如：A功率比B功率大一倍，那么10*lg A/B = 10*lg2 = 3dB。也就是说，A的功率比B的功率大3dB；如果A的功率为46dBm，B的功率为40dBm，则可以说，A比B大6dB(这里A是B的约3.98倍)；

        [例1] 如果发射功率P为1mw，折算为dBm后为0dBm。

        [例2] 对于40W的功率，按dBm单位进行折算后的值应为：10*lg（40W/1mw)=10*lg（40000）=10*lg4+10*lg10000=46dBm。

2、dBi 和dBd

      dBi和dBd是考征增益的值（功率增益），两者都是一个相对值，但参考基准不一样。dBi的参考基准为全方向性天线，dBd的参考基准为偶极子，所以两者略有不同。一般认为，表示同一个增益，用dBi表示出来比用dBd表示出来要大2.15。

       [例3] 对于一面增益为16dBd的天线，其增益折算成单位为dBi时，则为18.15dBi （一般忽略小数位，为18dBi）。

       [例4] 0dBd=2.15dBi。

接收灵敏度

  接收灵敏度就是接收机能够正确地把有用信号拿出来的最小信号接收功率。接收灵敏度S越小，说明接收机的接收性能越好；

        无线传输的接收灵敏度类似于人们沟通交谈时的听力，提高信号的接收灵敏度可使无线产品具有更强地捕获弱信号的能力。这样，随着传输距离的增加，接收信号变弱，高灵敏度的无线产品仍可以接收数据，维持稳定连接，大幅提高传输距离。普通11g产品的接收灵敏度一般为-85dBm，目前市面上的无线产品接收灵敏度最高可达-105dBm，比普通产品提高了20dB。而专业的接收机的接收灵敏度可以达到-120dBm。每增加3dB，接收灵敏度提高一倍。

        无线电波的传输是“有去无回”的，当接收端的信号能量小于标称的接收灵敏度时，接收端将不会接收任何数据，也就是说接收灵敏度是接收端能够接收信号最小门限。接收灵敏度就是接收机能够正确地把有用信号拿出来的最小信号接收功率。它和3个因素有关系，即带宽范围内的热噪声、系统的噪声系数、系统把有用信号拿出所需要的最小信噪比。带宽范围内的热噪声经过接收机，这些噪声被放大了NF倍，要想把有用信号从噪声中拿出来，就必须要求有用信号比噪声再大SNR倍。即：

        其中：S为接收灵敏度，单位是dBm；K为波尔兹曼常数，单位是J/K；T为绝对温度，单位是K；KT就是在当前温度下每Hz的热噪声功率；B表示信号带宽，单位是Hz；KTB代表带宽范围内的热噪声功率。NF表示系统的噪声系数，单位是dB（类似于环境系数）。SNR表示解调所需信噪比，单位是dB；通常 WiFi 无线网络设备所标识的接收灵敏度（如-83dBm) ，是指在11Mbps 的速率下，误码率（Bit Error Rate ）为10 -5 (99.999%) 的灵敏度水平。 无线网络的接收灵敏度非常重要，例如，发射端的发射能量为 100mW 或20dBm 时，如果11Mb 速率下接收灵敏度为－83dBm ，理论上传输的无遮挡视距为15km ，而接收灵敏度为－77dBm 时，理论上传输的无遮挡视距仅为15Km 的一半（7.5km ），或者相当于发射端能量减少了1/4 ，既相当于25mW ，或14dBm 。

        从式（1-3）可以看出，要想让接收机“听清楚”发射机“说的话”，信号电平强度一定要大于接收机的接收灵敏度S。当然接收灵敏度S越小，说明接收机的接收性能越好；接收灵敏度S越大，说明接收机的接收性能越差。

        环境温度升高，灵敏度S就会变大，接收性能就会恶化，因此要尽量降低系统所在环境的温度。带宽越大，系统的噪声系数越大，灵敏度S就会越大，接收性能也会恶化，这就要求在设计接收机的时候，要考虑到系统的带宽、噪声系数对灵敏度S的影响。解调所需的最小信噪比越小越好，这样可以增加系统的接收性能。最小信噪比要求和移动台的速度、所处的无线环境及所要求的通信质量有关，不同无线制式要求不同，同一无线制式的不同业务也不相同。

无线通信距离的计算

一、dBm、dBmV、dBuV 换算关系

dBm  =10log(Pout/1mW)，其中Pout是以mW为单位的功率值，即（Pout in mW）
dBmV=20log(Vout/1mV)，  其中Vout是以mV为单位的电压值，即（Vout in mV）
dBuV=20log(Vout/1uV)，     其中Vout是以uV为单位的电压值，即（Vout in uV）
换算关系：
        Pout＝Vout×Vout/R   （这里的 Vout  必须用 伏表示，也即 Pout 用 瓦表示，比如假设纯电阻电路 R=1欧姆， V=1mv， P = 0.001*0.001 = 0.000_001W = 0.001mW，而如果直接 P = 1*1 = 1mW就错了。

将Pout的单位换算为 W；    将Vout的单位换算为 V；通过前面的单位换算，最终的等式才能成立，然后化简得到下式：

dBmV=10log(R/0.001)+dBm = 30+10lg(R)+dBm，R为负载阻抗

dBuV =60+dBmV

二、无线通信距离的计算

        这里给出自由空间传播时的无线通信距离的计算方法：所谓自由空间传播系指天线周围为无限大真空时的电波传播，它是理想传播条件。电波在自由空间传播时，其能量既不会被障碍物所吸收，也不会产生反射或散射。
       通信距离与发射功率、接收灵敏度和工作频率有关。
       [Lfs](dB)=32.44+20lgd(km)+20lgf(MHz)          式中Lfs为传输损耗，d为传输距离，频率的单位以MHz计算。
       由上式可见，自由空间中电波传播损耗（亦称衰减）只与工作频率f和传播距离d有关，当f或d增大一倍时，［Lfs］将分别增加6dB.

       下面举例说明一个工作频率为433.92MHz，发射功率为＋10dBm(10mW)，接收灵敏度为-105dBm的系统在自由空间的传播距离：
1.由发射功率+10dBm，接收灵敏度为-105dBm，得到Los=115dB        传输损耗  <   发射功率 - 接收灵敏度
2.由Los、f  计算得出d=30公里
        这是理想状况下的传输距离，实际的应用中是会低于该值，这是因为无线通信要受到各种外界因素的影响，如大气、阻挡物、多径等造成的损耗，将上述损耗的参考值计入上式中，即可计算出近似通信距离。
       假定大气、遮挡等造成的损耗为25dB，可以计算得出通信距离为：d=1.7公里
       结论:无线传输损耗每增加6dB,传送距离减小一倍

三、射频/传输线概念

3.1传输线的一些概念

        连接天线和发射机输出端（或接收机输入端）的电缆称为传输线或馈线。传输线的主要任务是有效地传输信号能量，因此，它应能将发射机发出的信号功率以最小的损耗传送到发射天线的输入端，或将天线接收到的信号以最小的损耗传送到接收机输入端，同时它本身不应拾取或产生杂散干扰信号，这样，就要求传输线必须屏蔽。顺便指出，当传输线的物理长度等于或大于所传送信号的波长时，传输线又叫做长线。
3.2传输线种类：
        超短波段的传输线一般有两种：平行双线传输线和同轴电缆传输线；
        微波波段的传输线有同轴电缆传输线、波导和微带。
        平行双线传输线由两根平行的导线组成它是对称式或平衡式的传输线，这种馈线损耗大，不能用于UHF频段。
        同轴电缆传输线的两根导线分别为芯线和屏蔽铜网，因铜网接地，两根导体对地不对称，因此叫做不对称式或不平 衡式传输线。同轴电缆工作频率范围宽，损耗小，对静电耦合有一定的屏蔽作用，但对磁场的干扰却无能为力。使用时切忌与有强电流的线路并行走向，也不能靠近 低频信号线路。
3.3传输线特征阻抗：无限长传输线上各处的电压与电流的比值定义为传输线的特性阻抗，用Ｚ0表示。
        同轴电缆的特性阻抗的计算公式为：
        Ｚ。＝〔60/√εr〕×Log(D/d)[欧]。     式中，D为同轴电缆外导体铜网内径；d为同轴电缆芯线外径；εr为导体间绝缘介质的相对介电常数。
        通常Ｚ0=50欧，也有Ｚ0=75欧的。由上式不难看出，馈线特性阻抗只与导体直径D和d以及导体间介质的介电常数εr有关，而与馈线长短、工作频率以及馈线终端所接负载阻抗无关。
3.4馈线衰减系数：

        信号在馈线里传输，除有 导体的电阻性损耗外，还有绝缘材料的介质损耗。这两种损耗随馈线长度的增加和工作频率的提高而增加。因此，应合理布局尽量缩短馈线长度。单位长度产生的损 耗的大小用衰减系数：β表示，其单位为dB/m（分贝／米），电缆技术说明书上的单位大都用dB/100m（分贝／百米）.
        设输入到馈线的功率为Ｐ1，从长度为L（m）的馈线输出的功率为Ｐ2，传输损耗TL可表示为：TL＝10×Lg(Ｐ1/Ｐ2)(dB)    衰减系数为β＝TL/L(dB/m)
        例如，NOKIA7/8英寸低耗电缆，900MHz时衰减系数为β＝4.1dB/100m，也可写成β＝3dB/73m，也就是说，频率为900MHz的信号功率，每经过73m长的这种电缆时，功率要少一半。而普通的非低耗电缆，例如，
        SYV-9-50-1，900MHz时衰减系数为β＝20.1dB/100m，也可写成β＝3dB/15m，也就是说，频率为900MHz的信号功率，每经过15m长的这种电缆时，功率就要少一半！
3.5关于传输线阻抗的匹配与反射损耗：

        馈线 终端所接负载阻抗ＺL等于馈线特性阻抗Ｚ0时，称为馈线终端是匹配连接的。匹配时，馈线上只存在传向终端负载的入射波，而没有由终端负载产生的反射波，因 此，当天线作为终端负载时，匹配能保证天线取得全部信号功率。当天线阻抗为50欧时，与50欧的电缆是匹配的，而当天线阻抗为80欧时，与50欧的电缆是 不匹配的。如果天线振子直径较粗，天线输入阻抗随频率的变化较小，容易和馈线保持匹配，这时天线的工作频率范围就较宽。反之，则较窄。
        在实际工作中，天线的输入阻抗还会受到周围物体的影响。为了使馈线与天线良好匹配，在架设天线时还需要通过测量，适当地调整天线的局部结构，或加装匹配装置。
前面已指出，当馈线和天线匹配时，馈线上没有反射波，只有入射波，即馈线上传输的只是向天线方向行进的波。 这时，馈线上各处的电压幅度与电流幅度都相等，馈线上任意一点的阻抗都等于它的特性阻抗。而当天线和馈线不匹配时，也就是天线阻抗不等于馈线特性阻抗时， 负载就只能吸收馈线上传输的部分高频能量，而不能全部吸收，未被吸收的那部分能量将反射回去形成反射波。
四、驻波比回波损耗反射系数行波系数
       4.1驻波比：它是行波系数的倒数，其值在1到无穷大之间。驻波比为1，表示完全匹配；驻波比为无穷大表示全反射，完全失配。在移动通信系统中，一般要求驻波比小于1.5，但实际应用中VSWR应小于1.2。
       4.2回波损耗：它是反射系数绝对值的倒数， 以分贝值表示。回波损耗的值在0dB的到无穷大之间，回波损耗越大表示匹配越差，回波损耗越大表示匹配越好。0表示全反射，无穷大表示完全匹配在入射波和 反射波相位相同的地方，电压振幅相加为最大电压振幅Ｖmax，形成波腹；而在入射波和反射波相位相反的地方电压振幅相减为最小电压振幅Ｖmin，形成波 节。其它各点的振幅值则介于波腹与波节之间。这种合成波称为行驻波。
       4.3反射波电压和入射波电压幅度之比叫作反射系数，记为R
                反射波幅度（ＺL－Ｚ0）
                R＝─────＝───────
                入射波幅度（ＺL＋Ｚ0）
        波腹电压与波节电压幅度之比称为驻波系数，也叫电压驻波比，记为VSWR
               波腹电压幅度Ｖmax（1+R）
               VSWR＝───────＝────
               波节电压辐度Ｖmin（1-R）