SG3525的推挽

推挽变换器（Push-pullconverter）通常不适用于开关电源离线应用，因为开关元件需要承受的电压至少为电源电压的两倍

变压器含有抽头，每半个周期只有一半的绕组在工作，其对原边绕组的利用率不如桥式变换器,
但在低压情况下应用时优于桥类变换器，原因是在任何时刻都只有一个开关元件与电源和绕组串联，整个电源加在工作的半个绕组上，对比同功率下的桥类变换器，开关损耗较低.

2.设计变压器：
根据磁性元件公司提供的表格，通过查表的方式确定磁芯和工作频率。确定工作频率为50KHz，采用ECxx磁芯（ECcore），参数：电流密度为Ae A/mm^2、Bmax=1600G、窗口使用系数为40%，表中给出的最大功率是Px W。

一．计算初级绕组匝数
首先确定功率开关管最大导通时间。当输出电压下降时，变换器会增大导通通时间Ton来维持输出电压恒定。当输出电压达到最小值时Vdcmin，此时导通时间Ton最大。在此情况下，导通时间不能超过开关周期的一半。
否则，置位伏秒数将大于复位伏秒数，几个周期以后，磁芯偏离平衡位置最终趋向饱和，磁滞回线上处于弯曲的部分，此时绕组阻抗变得非常低，大电流将损坏开关管。考虑到一些不稳定的因素例如母线冲击电压，器件瞬态参数等等，我们设定开关管导通时间不超过半个周期的80%。这里导通时间的选定是保守的，有一些产品设计甚至逼近50%的占空比。

其次是确定峰值磁密，初级匝数与磁通变化量dB成反比，
取大的磁通变化量可以减少匝数，较少的匝数意味着可以使用****较粗的导线，则给定的磁芯可以承受较大的电流并获得较大的输出，还可以减少绕组寄生电容，但磁通变化量取值是有限制的。

假设选定了较大的dB，由于系统故障、瞬态影响、反馈环延迟等等，从而导致磁芯进入磁滞回线的弯曲部分，导致严重的故障。
有一点需要提出，随着频率的增加，磁芯损耗也会随之增加；磁通变化量增大，磁芯损耗也会增加。
考虑到限制磁芯温升和诸多方面的因素，此处dB取值也要一定的裕量。（按照权威资料中建议：对于50KHz以下的频率范围，较大的磁通变化也不会引起过多的磁芯损耗，则dB=3200G是个很好的值。频率高于50KHz时，磁芯损耗迅速增加，必须减少峰值磁密，当频率为100~200KHz时，峰值磁密应该限制在1200G甚至是800G，以使磁芯的温升在一个合理的范围内。）

在计算初级匝数：法拉第公式

，这个式子在很多电源拓扑都是适用的。
T=1/f=210^-5s
Vdc=12V（下划线是指输入电压的最小值）
Ae=0.843cm²（磁芯的有效横截面，查阅磁芯型号参数表格）
dB=3200G（峰值磁密是1600G，推挽拓扑磁芯工作在一三象限， ±Bmax=16002=3200G）
上值带入公式，求得Np=3.262匝，取整为4匝，两个半初级绕组加起来就是8匝，磁通密度比设定值稍微小一点。
计算初级匝数也可以利用这个法拉第定律的量纲式，使用过程中注意单位！N是匝数，V是绕组两段的电压（伏特），Ton是最大的导通时间（us），dB是磁通密度（T，1特斯拉等于10000高斯），Ae是磁芯有效截面积（mm²）

二．计算次级的匝数。

在推挽拓扑中，所有次级绕组的脉冲宽度都相同，均由主输出回路的负反馈控制电路决定。此设计中只有一组输出，无辅助输出。功率开关管导通期间，设开关管导通压降是1V，则对应该半边的初级绕组两端电压是（Vdc-1）伏。

由变压器基本公式：

输出二极管采用肖特基二极管，导通压降Vd是0.5V，由此得到次级电压最大值：

因为输出整流提供了脉宽可调的平顶方波，所以输出整流和滤波实现了buck变换器的功能,简而言之此输出滤波就是个buck变换器，Buck变换器的输出电压公式是：

因为一个周期内整流输出两个平顶方波：
则（Ton/T）是2倍的，最终计算输出电压的表达式为：

Np是4匝，Vd是0.5V，（2Ton/T）是0.8，Vdc是12V，Vs，即Vo是24V。将值带入计算，可以得到未知量Ns，即次级匝数Ns=10.909匝，这个匝数是次级工作的半绕组的匝数，因为次级绕组绕制时分成两部分，10.909*2=21.8181匝，取整匝数为24匝。

三．计算初级峰值电流和初级绕组导线线径。
初级电流的大小等于所有次级阶梯斜坡电流以各自的匝比折算到初级的电流值加上励磁电流。在一小节里设定当直流输入电压为最小值的时候，此时导通时间最大，占空比最大且为80%。当开关管导通时，初级绕组电流以阶梯斜坡形式变化，我们以斜坡中点值为等效的平顶方波幅值Ipft，则输入功率Pin=Vdc*0.8Ipft，此处取该电源效率为80%（一般情况下都能达到），输出功率Po=0.8Pin

则有：Pin=1.25Po=Vdc0.8Ipft

Po为10W，设最低电压输入为11V，则初级峰值电流Ipft=1.42A。
每个初级半绕组在每个半周期里面流过等效Ipft峰值的方波电流，其占空比是0.4，初级电流有效值：
Irms=Ipft（√0.4）（rms是指均方根值，AC的有效电压或电流）
带入数据求得Irms≈0.9A
初级绕组线径选择：保守选用电流密度为4A/mm²，则初级绕组所需要的单匝导线直径为
D=1.13*√（I÷j）
I是电流有效值0.9A，j是电流密度4A/mm²，带入计算D≈0.536mm

[高频变压器电流密度一般选用4.5A/mm^{2，如果要求不高可以选5A/mm}2，如果温度环境比较恶劣，然后又是密闭环境应选4A/mm^2，军工要求则应更低]

必须考虑趋肤效应，趋肤深度定义为导体中电流密度减小到导体截面表层电流密度的1/e（自然对数e=0.71828183）或37%处的深度。该公式为：

公式可以简化为:Δ＝K×66.1/√f(mm),f是工作频率(Hz),K是常数，对铜而言K=1，铜导体的穿透深度（20 ℃）

带入数据f=50000Hz计算的Δ=0.2955mm，为了避免繁琐的计算，可以查阅表格：

50KHz下有效率的载流导线截面是0.2955*2=0.591≈0.6mm，用超过此线径的导线，导线利用率较低，因为超出的部分通过的电流很少甚至没有。可以取1根0.6mm的漆包线绕，或是多根0.1~0.3的并绕，这样既提高了导线的利用率也满足了所需的最低的导线截面。由于我们采用了三明治绕法，即两半次级绕组夹一层初级绕组，该有效层数是0.5层，邻近效应影响不大。

附上优化Fr率的图

先牢记一个单位转换：1mil=0.0254 mm（毫米），关于MCM，是千圆密耳的缩写，一种老式的线规测量方法，1MCM=1kcmil=0.5067平方毫米。
书中给出的500圆密耳每有效安培，其实就是指4A/mm²的电流密度。导线所需的截面积就是500×Irms=3230圆密耳，换单位成平方毫米，即3.230×0.5067≈1.64mm²，最后可以得到该单匝导线直径：1.44mm

四．计算次级电流峰值、有效值及线径。
由于电感的存在，次级电流波形仍然具有阶梯斜坡，令斜坡中点为等效平顶方波的幅值，大小为Isft，此Isft即输出电流Idc=0.2A。输出波形占空比是0.4，则每个次级半绕组的电流有效值：
Isrms=Idc√（0.4）
代入数据，次级电流有效值为0.127 A
所需线径：D=1.13×√（I÷j）=1.13×√（0.127÷4）=0.2mm。考虑到趋肤效应，最低要求利用率的导线线径是0.2mm，可以用两根0.1mm线径的线并绕，还留有比较大的裕量。当然，可以选用线径小于0.6mm的导线多根并绕，比如用0.1mm线径的导线并绕，这样单根导线的利用率是非常高的，但从另一角度看，由于多根导线间存在缝隙，这样绕制出来的绕组体积势必就比较大了。

五．变压器导线绕制问题。
变压器有多种多样的绕制方法，分段绕、分层绕或者密绕、稀疏绕等等。在设计不同的变压器时，应综合考虑多方面因素，妥善选择绕制的方法，使变压器发挥最大的效用。不管怎么绕制，都会面临着两大损耗——磁损和铜损，而这两个损耗是选择绕制方式的重点考虑对象。

由于磁芯损耗与磁滞回线包围的面积成正比，在前期选择峰值磁通密度和磁芯规格时，已大致确定了磁芯损耗的大小。

至于铜损，则在于两个方面，一是上文计算初次级线径时已考虑过的趋肤效应，二是邻近效应。

邻近效应是指当高频电流在两导体中彼此反向流动或在一个往复导体中流动时，电流会集中于导体邻近侧流动的一种特殊的物理现象。
邻近效应所带来的影响比趋肤效应更加严重，趋肤效应只是改变了导线的电流密度，而邻近效应会在相邻导线之间产生涡流，涡流与主电流流向相反则抵消，同向则叠加，整根导线表现为电流只在某一侧流动，这样势必增加了导线的阻抗。
涡流的大小会随着层数的增加而按指数规律递增！
所以在设计多层绕组时应着重解决此问题，在此，可查阅Dowell的论文，即优化Fr率（交直流阻抗比）。
此外，还要考虑漏感尖峰，推挽的开关管导通时，只有一半绕组工作，剩余的一半占据了骨架上的空间，增加了原边的漏感，为减小漏感，原边的两个半绕组应该是双股线并绕，但这样也增加了导线间击穿短路的风险。

此处画一个简图，供大家参考。示意图是卧式骨架，针脚朝下，视线从上往下俯视，初级两个半绕组采用双股线并绕，从磁芯向远端看，第一层为次级的一个半绕组，第二层为初级绕组并绕，第三层为次级的另一个半绕组，且绕向全部相同，即同名端全部在同一侧。


注意：首尾导线如果能形成一个完整的圈，就算一匝，否则要多绕一圈。
第一层次级：对应Ns1
第二层初级双股双线并饶：对应Nr与Np

第三层次级：对应Ns2