高稳定度精密可调恒流源的设计与实现

大三写的一篇恒流源论文送人了

 

高稳定度精密可调恒流源的设计与实现

摘要：设计了基于场效应管和20位DA芯片的高稳定度精密可调恒流源，可以根据负载变化调整管压降反馈的补偿电路。分析影响恒流源的几大因素后，对主要模块通过光耦隔离等手段进行电气隔离降低数字电路引入的干扰，对220V供电电源进行滤波降低电源引入的干扰，通过电压跟随器对放大器前后级进行隔离，最后设计出的恒流源带有输出稳定度3.6×10 －7 V/h和相对标准差为3.24202×10-7且可以在0~10V间有任意输出的基准电压、稳定度（时间漂移）为4.2×10 －6 A/h和相对标准差为1.80361×10-6的0~1A可调可知电流、感性负载自动补偿电路以及搭载触摸屏的友好人机交互模块。

关键词：恒流源；基准电压；场效应管

Design and Realization of High stability Precision Adjustable  Constant  Current  Cource

Abstract: The high stability precision adjustable constant current source based on field effect tube and 20 DA chips is designed, which can adjust the compensation circuit of the feedback according to load change. After the analysis of several factors affecting constant current source, the main module through the optical coupling isolation means of electrical isolation to reduce the interference, introduced the digital circuit, to reduce the interference of power supply by filtering 220V power supply power supply, the amplifier is isolated at the front and back of the amplifier through a voltage follower, the final design of the constant current source with the output stability of 3.6 x 10-7 V/h and relative standard deviation is 3.24202 x 10-7 and can have any between 0 ~ 10 V output reference voltage, the stability of drift (time) of 4.2 x 10-6 A/h and relative standard deviation was 1.80361 x 10-6 0 ~ 1 A, perceptual load automatically adjustable knowable current compensation circuit and friendly human-computer interaction module with touch screen.

Key words：constant current source，voltage reference，field-effect tube

0 引 言 

恒流源是在内部环境和外部负载发生变化时依然可以输出稳定恒定电流的装置，它在测控、计量和高精密仪器仪表等广泛科研领域有着关键作用。比如恒流源在高精密度数字多用表中的应用、在串联补偿型透射电子显微镜物镜和高稳定度磁场产生中的应用[1-3]。

本文设计的恒流源在保证稳定度精密度的前提下扩大了电流输出量程并且可以程控调节幅值，大大增加了它的适应范围和实用价值。

1介绍

文献[1]和[4]都给出了包含低噪声运算放大器的硬件设计图，并对影响因素进行了分析，文献[1]受限于当时的输出基准电压的芯片技术，精度并不高，同时文献[4]的电流虽然可调，但输出范围只有1~45mA；文献[2]研究了一款稳定度为 2×10 －6 /min 串联补偿型透射电子显微镜物镜恒流源，对影响恒流源的因素进行了详细分析，并没有完整的设计分析过程而且恒流源的稳定时间不长，只在误差分析阶段对本文设计有很大帮助；文献[3]通过对大多数基于串联反馈的传统恒流源进行分析，在结合众多文献理论依据下给出现阶段能量天平磁场系统恒流源的设计改进方案，同时也证明了本文串联反馈电路设计的可行性，但并未涉及到设计原理和误差分析。

  综合考虑后，对文献[5]中提出的方案进行改进是最优选择。文献[5]提出了超前补偿各种复合噪声增益的方法，有效解决了并联mosfet的高寄生电容所带来的自激振荡并设计了可以消除由电感负载引起的自激振荡的补偿网络，实验数据也表明其电源的稳定性高于于0.1 ppm/h，但它的短期(1 h)精度只能保证大约0.5 ppm。同时文献[5]对并联的mosfet的参数一致性要求严格，然而在实际中相同型号的同一批次 MOSFET在器件参数上总会有一定的差异，由此造成的并联器件之间温度和电流分配上的不均匀性都会客观存在[6]，出于客观条件的限制本文设计只用了一个MOSFET，有效减少了由于极间电容和分布电容增加造成的功率 MOSFET的寄生震荡，同时输出较同类产品中的更大的1A可调电流。

图 1

2 影响因素的改进方法及创新点

 

如图1所示，ID是漏极电流，RDS是场效应管的近似输出阻抗，IS是负载电流，考虑到MOSFET中输出阻抗通常比输入阻抗小得多，采样电阻比负载电阻小得多，可以假设开环增益、低频跨导和RDS特别大而RL、RS、补偿电压、场效应管供电电压及阈值电压都足够小，这样就能得到负载上的理想电流方程，如式1所示：

IS=UsUs                                                                    （1）

对（1）式左右进行全微分可得dIS=dUsRs-UsRs2dRs           （2） 

将（2）式两端同时除以IS可得 dISIS=dUsRsIS-USISRs2dRs     （3）

整理（3）式可得dISIS=dUsUs-dRsRs                                 （4）

上式中的dUsUs 、dRsRs 分别是基准电压Us 和采样电阻RS的相对变化，即决定恒流源稳定性的主要因素，除此之外噪声电压和运算放大器的等效输入漂移量e也是不稳定的，其稳定性可写为deUs 。虽然三者之间没有存在关联，但它们需满足下列关系式：

 dISIS≥dUsUs2+dRsRs2+deRs2                                   (5)

若要满足设计要求dUsUs =deUs =dRsRs ≤5 . 8×10− 7              (6)

  通过文献[2]的分析也可知，直接影响因素是基准电压的稳定性、采样电阻的变化及放大器自身参数的变化，间接影响因素是调整管的自身参数变化、放大环节的电压增益变化、主回路输入电压的波动、负载电阻的变化，所以本文在着重解决以上影响因素的过程中提出了自己的解决方案。

  2.1基准电压

 

表1

在电压控制电流源（VCCS）中如果要得到稳定度10－6量级的恒流源，基准电压的稳定度要优于10－6，所以本文在基准电压的产生中使用了一款20位DA芯片AD5791，其分辨率是1ppm、长期线性稳定性0.19LSB、温漂小于0.05 ppm/°C。为了防止在数据传输中对稳定性造成二次影响，数控模块和电压产生模块被做成了四部分，分别是可以设置电流值的触摸屏、进行数据传递的光耦电路、接受光耦信号并发送电压值的89C52单片机以及产生基准电压的组合电路，这四部分的数字部分和模拟部分都各自经电容去耦接地，去除电源干扰，并进行了电气隔离避免彼此互相干扰。

 

在实际测量中，若每次测量的条件不尽相同，如仪器、测量方法、环境以及测量人员中任何一项发生明显变化，都有充分理由认为n次测量值是不等精度或不等权的测量[7]，而本次实验数据的采集过程保证了所有影响因素的一致性，所以可以认为最后得出的实验结果有较高的可靠程度。

如表1，是通过一个八位半高精度万用表在给恒流源电池供电和220V经变压器供电两种情况下测得的基准电压输出值。设定输出电压为1V，每隔10秒测一次数，每5分钟进行一次平均值计算并记录。

 

图2

   “变压器供电（未预热）”一开始特别不稳定，“变压器供电1”是220V供电预热一小时，“变压器供电2”是220V供电预热三小时，通过分析图2可以看出恒流源不同供电方式之间的差别。

 

经计算220V经变压器给恒流源供电的产生的基准电压一元线性回归方程V=-3×10－8x+1.0061，稳定度是3.6×10-7 V/h，直接电池供电产生的基准电压一元线性回归方程是V=-4×10－8x+1.0061，稳定性是4.8×10 －7 V/h（默认选取最稳定的一小时），理论上应该是电池电源更纯净更稳定，实际测量时发现在恒流源在220V下预热两小时后其稳定性和未预热的电池供电输出电压的稳定性相差无几。虽然变压器供电的基准电压稳定性受限于供电电路上的用电情况，本文设计结合以上数据从便携实用和安全性方面考虑还是采用了220V供电，并在220V电源上加了一个滤波器最大限度减少外界环境对基准电压稳定性的影响。

  2.2采样电阻

  受控（电）源又称“非独立”电源，受控电压源的激励电压或受控电流源的激励电流与独立电压源的激励电压或独立电流的激励电流有所不同，后者是独立量，前者则受电路中的某部分电压或电流控制[8]。本文设计使用的电压控制电流源（VCCS）模型正是前者，所以要使输出电流恒定必须使串联负载的线路上的电压处于一定规律的动态变化，进而补偿各种影响因素带来的变化，对这一动态变化起明显引导作用的就是采样电阻上的电压

  由焦耳定律可知，电阻阻值越大其热效应越强，在恒流源的设计中，热效应强不仅会增加功耗更会增加系统的不稳定性，所以采用了低负载系数的采样电阻。在公式（4）中可以看出采样电阻的稳定性同样重要，本文在综合比较后采用了由镍铬系列紧密电阻合金制成的高精密合金箔电阻器，其应用电阻应变原理设计，具有自动补偿电阻温度系数的功能，在稳定性达到要求的前提下省去了传统采样电阻的退火老化和功率老化等繁琐过程，大大缩短了生产周期。

  在电阻出线端子的设计上采用了四端接线法，将放大器在采集反馈电压过程中产生的热效应降到最低，进而保持采集到的电压真实有效。同时在采样电阻的前面，即调整管源极和采样电阻之间串联了一个相同参数的测试电阻，可以通过测试电阻上的电压值时时检测输出电路上的电流值，大大方便了前期数据的采集，而且在搭载负载的时候这种设计使测量操作几乎不对电路稳点性产生影响。

  2.3放大器

  理想集成运算放大器的技术指标是开环差模电压增益无穷大、差模输入电阻为0、共模抑制比无穷大、输入偏置电流为0输入失调电压和失调电流及它们的温漂为0[9]，从这几方面分析本文采用了OPA277精密运算放大器： 10μV失调电压、±0.1μV/°C的温度漂移、134 dB的高开环增益、140 dB的高共模抑制和最大1nA的低偏置电流，并且没有相位反转和其它运算放大器中出现的过载问题，具有稳定的单位增益。

图3

  如图3所示，本文设计采用了两个OPA277组成的放大器模块，前者作为电压跟随器，后者是比较放大器。电压跟随器属于同向输入电路，有较高的输入电阻和较低的输出电阻，而比较放大器属于差分输入电路，其输入电阻不高[9]。两个运放电路串联的好处是高输入阻抗的电压跟随器相当于把电路前后级断开，起到了“隔离”的作用，使后级电路在进行基准电压和反馈电压的比较时不会因为负载的突然变化影响到前级电路，即基准电压的稳定性。理想恒流源的内阻无限大，这样电流才能尽可能多的输出到负载上，两个运算放大器的串联一定程度上增加了恒流源的内阻进而提高了电源的恒流保持能力。电路设计时还在电压跟随器、反馈电压端等多个地方设置了测试点，便于调试和数据采集。

2.4调整管

调整管可以选择三极管和场效应管，三极管中参与导电的有多数载流子和少数载流子两种载流子，而场效应管只有一种极性的载流子，即多数载流子参与导电[9]，多数载流子稳定系数优于少数载流子并且场效应管是利用电场效应控制电流，所以场效应管稳定性更好。又考虑到大功率三极管的穿透电流较大且受温度、辐射等影响大等不利因素，初步选择使用场效应管作为调整管。

理论上场效应管的阻抗越大其消耗的电流越小，功耗越小，但是从传统场效应管的转移特性曲线上可以看出，在漏源电压不变的情况下，随着漏极电流的增加，场效应管的低频跨导gm越来越大，从另一个角度来讲就是要想恒流源有更大的输出电流ID，漏源电压VGS和阈值电压VT几乎不变，只有低频跨导gm越大越好，即漏极电流越大越好，而漏极电流变大将会使大电阻的MOSFET消耗更大的能量产生更多的热量进而破坏MOSFET和附近其它元器件的稳定性，所以场效应管在选择上不能一味追求高输入阻抗，还要考虑到高阻抗带来的不稳定性。

结型场效应管的电阻可达107Ω以上，而绝缘栅型场效应管电阻可达109 Ω以上，本文设计选择后者。在型号选择上，本文从噪声漂移、阻抗和低频跨导的特性曲线综合考虑选择了N沟道绝缘栅型场效应管IRFP460，其最大漏源电压为500V，最大漏极电流为20A，RDS小于0.27Ω。作为系统最大的产热模块，设计中将调整管增加散热片后放在最外缘，并在两边增添小型风扇加快散热，保证系统的稳定性。

 

3 稳定性测试数据

表2

  上表2所示是用一台八位半万用表和一台七位半万用表分别同时测恒流源输出电流（测试电阻电流）和基准电压所得数据。设定输出电流为1A，每隔10秒测一次数，间隔一分钟计算平均值并记录在表，以上数据是在恒流源搭载一个3Ω电阻情况下，预热三小时后正常工作的三个小时内的最稳定的一小时时间内的数据。

 

 

图4

如图4通过计算这种情况下的拟合曲线方程，得出基准电压稳定性为6×10 －7 V/h，比不接运算放大器时3.6×10 －7 V/h的稳定性大了大概两倍，但短期稳定性达到了2.7×10 －7 V/30min，考虑到万用表自身的不稳定性可见运算放大器后级电路对前级电路有所影响但影响有限；电流稳定性达到了4.2×10 －6 A/h，相对标准差为1.80361×10-6，短期时间稳定性更是达到了1.8×10 －6 A/30min，达到10 －6量级/h的预期要求。

 

4 结束语

  本文设计通过对原有高精度稳定恒流源方案的分析，进一步提出了对于影响稳定度因素的改进方法，设计出由场效应管和运算放大器构成的高稳定度串联补偿型恒流源；借助于集成芯片技术和其它核心技术的突破，比如低负载系数电阻，在关键元器件选型方面将系统稳定性提高了一个层次；通过对两个高精度数字万用表测得的大量数据的分析，将恒流源的稳定性时间曲线用经验法则的方式总结出来；使用220V供电电源，更加方便，但此基础上稳定度仍然比1×10 －6 A/h大一些，并且复现性方面也不尽人意，这些方面都有待改进。

 

[1] 徐猛，李智.恒流源在高精度数字多用表中的设计与实现［J］.电测与仪表，2009，46（521）：72-75.

[2] 党玉杰,董全林，孙茂多，等．高稳定度恒流源的研究与影响因素分析［J］,电源技术，2016，40(4) : 865-868．

[3] 王农，韩冰，李正坤，等.高稳定度磁场稳流源综述［J］． 电测与仪表，2012，49( S1) : 95-97．

[4] 米卫卫，杨风，徐丽丽，等. 高精度恒流源的设计与制作［J］.电子测试，2012，12: 65-71．

[5] Nong Wang, Zhengkun Li, Zhonghua Zhang, Qing He, Bing Han, and Yunfeng Lu,“A 10-A High-Precision DC Current Source With Stability Better Than 0.1 ppm/h”,  IEEE Trans. Instrum. Meas., vol. 64, no. 6, pp. 1324–1330,Oct. JUNE 2015

[6] 多MOSFET并联均流的高稳定度恒流源研究[J]. 张存凯,李正坤,陈乐,张钟华.  电测与仪表. 2016(12)

[7] 李金海.  误差理论与测量不确定度评定[M].  北京:  中国计量出版社, 2003. 191-194.

[8] 邱关源，罗先觉.   电路[M].   北京：高等教育出版社，2006. 18-19.

[9] 杨素行.  模拟电子技术简明教程[M]. 北京：高等教育出版社，2006. 10-32，279-286

[10] 可用于电感负载的精密可调恒流源[D]. 韩金铎.河北大学 2015