006 跨时钟域(Clock Domain Crossing)

组合电路、时序电路

组合电路

• 任意时刻的输出仅仅取决于该时刻的输入

时序电路

• 任意时刻的输出不仅取决于当前时刻的输入，而且还取决于数字电路原来的状态

同步时序电路

• 利用统一时钟脉冲使其子系统同步运作，在时钟有效沿触发动作

优点

• 设计简单

缺点

• 时钟信号必须要分布到电路上的每一个触发器，功耗高
• 最高频率由最慢路径（关键路径）决定，限制了工作频率

异步时序电路

• 电路中除可以使用带时钟的触发器外，还可以使用不带时钟的触发器和延迟元件作为存储元件
• 电路中没有统一的时钟
• 电路状态的改变由外部输入的变化直接引起

优点

• 无时钟歪斜抖动（skew，jitter）问题
• 平均能耗低，可复用性好

缺点

• 无统一时钟，状态变化易受影响，抗干扰能力差
• 容易出现冒险竞争

建立时间（setup time）、保持时间（hold time）

• 建立时间（setup time）：触发器有效沿到来之前，数据需要保持稳定的最小时间
• 保持时间（hold time）：触发器有效沿到来之后，数据需要保持稳定的最小时间

跨时钟域中的亚稳态(metastable)问题

跨时钟域

将控制信号或数据从一个时钟域同步到另一个时钟域

亚稳态(Metastable)

跨时钟域时，原本满足触发器建立和保持条件的信号在新的时钟域中变为异步，可能违背建立和保持条件。在新时钟域中直接对信号采样时，可能采样到非0非1的不稳定状态，使得电路出现错误，因此需要对跨时钟域信号进行同步处理

MTBF(Mean Time Between Failures)

触发器采样失败的时间间隔，可以用来描述触发器进入亚稳态的时间，公式描述如下
$$MTBF=\frac{e^{t_r/T}}{T_0{f}_{tn}{f}_{clock}}$$

• $t_r$：亚稳态分辨时间，输出保持亚稳态但不引起同步器错误的最长时间
• $T、T_0$：常数，依赖于触发器的电学特性、工艺及内部设计
• $f_{tn}$：异步输入频率
• $f_{clock}$：采样时钟频率

电路工作频率越高，MTBF越小，触发器采样失败的时间间隔越小，越容易发生错误。
引用参考资料中的数据：
一个触发器采样失败的MTBF
$t_r=2.3ns,T=0.31ns,T_0=9.6as,f_{th}=100MHz,f_{clock}=10MHz,MTBF=2.01days$
信号经过两个触发器任然采样失败的MTBF
$MTB{F}_2=MTBF\times MTBF=9.57\ast 190years$
所以当第一次采到上升沿时，会出现亚稳态，但第二次采样亚稳态时，亚稳态出现的概率基本可以忽略不计

异步信号在新时钟域中的采样

当异步输入信号的宽度 <= 1个新时钟域时钟周期的时候，可能存在采样不到异步输入信号的情况，一般异步输入信号的宽度 >= 1.5个新时钟域时钟周期的时候，新时钟域可以对其进行至少一次采样。
而对于同步后的信号，因为边沿对齐，不存在亚稳态的情况，1个时钟周期的信号至少可以被采样一次

跨时钟域处理

单bit电平同步器（Level Synchronizer）（慢 -> 快）

慢 -> 快：输入的异步信号宽度大于1个新时钟域周期，保证其在新时钟域至少被采样一次

特点

• 0/1 level width of OUT0 > 1 cycle of CLKB
• level interval of OUT0 > 1 cycle of CLKB(存疑)
• No combination login in output of CLKA and input of CLKB(因为会引入组合延迟)
• 1 cycle of CLKB < Delay of signal after sync in CLKB <= 2 cycles of CLKB

异步输入信号的电平间隔是否要大于1个新时钟域周期？
我认为黄框中CLKB并没有采样到稳定的0，所以黄色箭头位置的亚稳态再次取样时应该是1，但如果和第一个电平一样，虽然没有采样到稳定的0，但再次采样会为0，那么黄色箭头的地方就是0，时间间隔的限制就不存在了，如下图所示

从波形上看，OUT0两个1中间的0被同步过来了，但我认为这是错误的，因为，OUT0的0的level width < 1 cycle of CLKB，是不应该被同步过来的，所以我倾向于时间间隔显示是存在的，如果要同步两个level，它们之间的 电平间隔 >1 cycle of CLKB

实现

module SYNC_2P(
    output  OUT,
    
    input   CLKA,
    input   CLKB,
    input   IN
);

reg OUT0, OUT1, OUT2;

always@(posedge CLKA) begin
    OUT0 <= IN;
end

always@(posedge CLKB) begin
    {OUT2, OUT1} <= {OUT1, OUT0};
end

wire OUT = OUT2;

endmodule

单bit电平同步器（Level Synchronizer）（快 -> 慢）

展宽异步信号（开环）

将异步信号展宽到 > 1个新时钟域时钟周期，一般展宽到1.5-2个新时钟域时钟周期

反馈（闭环）

新时钟域接收到信号后反馈给原时钟域

复位反馈

如果用同样的方法对OUT1的触发器进行复位，就可以得到一个周期长的OUT
缺陷

• 将信号作为时钟，会消耗额外的时钟资源
• 信号的毛刺会导致不可预知的错误
• 不推荐

握手

详见后面

单bit边沿检测同步器（Edge-detecting Synchronizer）

特点

• 0/1 level width of OUT0 > 1 cycle of CLKB
• level interval of OUT0 > 1 cycle of CLKB(存疑)
• No combination login in output of CLKA and input of CLKB(因为会引入组合延迟)
• 1 cycle of CLKB < Delay of signal after sync in CLKB <= 2 cycles of CLKB

此时电平间隔限制与上面的相反，如果亚稳态被采样成1时，是不存在电平间隔限制的，反之，采样后的两个pulse连在了一起，成了一个长pulse，最稳妥的做法还是令*level interval of OUT0 > 1 cycle of CLKB*，给一个缓冲

单bit脉冲检测同步器（Pulse Synchronizer）

特点

• 0/1pulse width of IN = 1 cycle of CLKA
• pulse interval of IN > 1 cycle of CLKB(存疑)
• No combination login in output of CLKA and input of CLKB(因为会引入组合延迟)
• 1 cycle of CLKB < Delay of signal after sync in CLKB <= 2 cycles of CLKB

此时电平间隔限制与上面的相同，如果亚稳态被采样成1时，是不存在脉冲间隔限制的，反之，采样后的两个pulse连在了一起，成了一个长pulse，最稳妥的做法还是令*level interval of OUT0 > 1 cycle of CLKB*，给一个缓冲，上图只给了亚稳态被采样成0时的情况，被采样为1时和右下角的图相同，会区分出两个pulse

电平、边沿、脉冲对比

握手(慢 <-> 快，单|多比特)

《Crossing the abyss: asynchronous signals in a synchronous world》写的很详细了

全握手(Full Hanshake)

握手信号要求

• 数据在发送时钟域内稳定至少2个时钟上升沿
• xreq的宽度超过2个时钟上升沿，否则从高速向低速时钟域传递可能无法捕获
  缺点
• 传输单bit数据延迟比FIFO大的多

部分握手1(Partial Handshake 1)

部分握手2(Partial Handshake 2)

握手对比

FIFO+格雷码多bit同步

多bit信号，各个bit间可能有时延或者skew，造成数据同步错误，可用异步双口ram或者fifo进行同步。
比如写的频率是80MHz，读的频率是50MHz，突发长度为120，在突发传输过程中，数据都是连续读写的，用一个depth 为45的fifo，可以满足在低速下的异步数据同步。参见FIFO深度计算

高速时可用格雷码，格雷码每次只有1bit翻转，将写地址转换成格雷码，打两拍，在读时钟域解码，相当于单bit。

在线绘图
Wavedrom Editor
同步时序逻辑电路
异步时序电路
FPGA之组合逻辑与时序逻辑、同步逻辑与异步逻辑的概念
静态时序分析
Crossing the abyss: asynchronous signals in a synchronous world
Clock Domain Crossing (CDC) Design & Verification Techniques Using SystemVerilog
Advanced Logic Design and Switching Theory: Metastability